基于降压型交流斩波电路的正弦波恒流调光装置研究

欧阳晖，蔡凯，吴浩伟，徐正喜，杨定国，罗国伟，谷五芳



基于降压型交流斩波电路的正弦波恒流调光装置研究

欧阳晖1，蔡凯1，吴浩伟1，徐正喜1，杨定国2，罗国伟3，谷五芳3

（1. 武汉第二船舶设计研究所， 武汉 430064; 2. 国家光电子信息产品质量监督检验中心，武汉 430074；3. 武汉天河国际机场，武汉 430302)

现行机场调光电源以晶闸管相控调光方案为主，电网侧功率因数低、负载侧谐波含量丰富、对挂网设备造成严重干扰。采用交流斩波技术的正弦波恒流调光装置拓扑结构简单，工作效率高，易于实现功率单元模块化。本文对基于降压型交流斩波电路的正弦波恒流调光装置进行了研究，分析了交流斩波电路的缓冲器特性和滤波参数设计方法，应用了一种易于实现的双向开关可靠换流技术，大大简化了系统实现。本系统网侧功率因数高、负载谐波含量低，具有较高的实用价值。

正弦波恒流调光器 交流斩波电路 双向开关

0 引言

当前，国内大部分机场选用的跑道助航灯光恒流调光器主要以晶闸管相控调光方案为主，该方案的最大问题在于电网侧功率因数低、负载侧谐波含量丰富、对其它挂网设备干扰严重，往往需要在灯光站附近额外加装谐波抑制和无功补偿装置。此外，在输出电流有效值相同的条件下，相控调光器比正弦波调光器的波峰系数高得多，这不仅大幅缩短了助航灯具的使用寿命，还降低了供电电缆的有效绝缘强度，对灯光维护人员的人身安全构成严重威胁。

近年来，随着功率半导体工艺水平的高速发展，全控型开关器件已经取代半控型开关器件成为当前电力电子装置的主流选择。采用全控型开关器件的正弦波调光器相比相控调光器具有网侧功率因数高、谐波含量低、波峰系数小、起动冲击电流小、运行噪音低等诸多优点。

本文研制了一种基于降压型交流斩波电路[1-4]的正弦波恒流调光装置。该装置通过对输入交流恒压源进行高频斩控，实现了高精度恒流输出，实际系统的结构紧凑、工作稳定可靠，易于实现功率单元模块化。

1 主电路拓扑结构

采用两对共发射极反串联型双向开关的降压型交流斩波电路如图1(a)所示。该交流斩波电路的功率变换单元由4只IGBT单管模块构成，由于其具有4个自由度，相比文献[1]和[5]中自由度更少的拓扑结构在理论上具有更高的控制性能。

当采用图1(a)所示的输入输出共地接法时，双向开关T1-T2和T3-T4两端的电压波形如图1(b)所示。为了减小开关动作瞬间每个开关管两端的电压尖峰，确保装置工作安全可靠，实现上通常在开关管两端并联缓冲电路。由图1(b)，在一个工频周期内，高频斩控过程中每个双向开关均承受极性变化的交流电压，缓冲电路一般采用高频金属膜电容实现[2]。

2 滤波器设计方法

交流斩波电路输入端滤波器既能抑制来自交流电网的瞬变量，也能抑制变换器对交流电网产生的瞬变量和谐波污染。从功率传输的角度来说，输入滤波器的作用是为变换器提供正常运行所需的谐波功率，输出滤波器是为变换器输出的谐波功率构造一条低阻通路，将绝大部分谐波功率限制在输入滤波器和输出滤波器之间。由于输入和输出滤波器直接决定了交流斩波电路的输入输出电流波形畸变、网侧基波功率因数以及整机效率，因此滤波器参数设计是整个主电路设计工作的关键[6,7]。

由于输入滤波器和输出滤波器约束条件类似，为简化滤波器设计和元件种类，假设输入和输出滤波器共用同一套滤波参数。

2.1 对输入电压基波利用率的要求

为了降低滤波电容的耐压值，考虑将输出滤波器安装在升压变压器的原边。为简化分析，将升压变压器和隔离变压器视为理想变压器，并且忽略传输线缆的寄生电感，升压变压器TM1后级负载近似为纯阻性。额定工况下，升压变压器副边的最大负载电阻为

其中，o为恒流调光器额定功率，o2为升压变压器副边输出电流。恒流调光器民用航空行业标准MH/T6010-1999要求，恒流调光器应具有5级光强对应恒流输出能力，最大取值6.6 A。公式(1)中，o2(max)取6.6 A。将最大负载电阻折算到升压变压器原边，可得

其中，为升压变压器原副边匝数比。

MH/T6010-1999要求，即便30%隔离变压器副边开路，恒流调光器仍应正常工作，此时升压变压器副边的负载电阻取最小值

折算到升压变压器原边，可得

交流斩波电路输出侧等效模型如图2所示。为了实现较高的电网电压基波利用率，对于变换器输出电压o的基波分量，电感两端压降应尽可能小，一般取输出电压的1/10

较小的滤波电感将使得调光器上电时负载侧电流冲击更小，电流指令或负载突变时负载电流的动态响应更为迅速，动态过程中的直流分量更少，有利于变压器稳定高效运行。较大的滤波电感尽管会使负载侧基波利用率和网侧基波功率因数降低，但同时也会降低输入和输出电流的畸变率。

2.2 对输出电压谐波分量的要求

用一组占空比为的PWM脉冲序列驱动交流斩波电路的双向开关组合，之后对变换器输出电压o进行傅立叶级数展开

其中，Us1为电网基波电压有效值。令s为输入侧电网频率，c为交流斩波电路开关频率，则公式(6)中s=2πs，c=2πc，且N=c/s=c/s为变换器载波比，φ=Dπ为开关函数第次谐波分量的相角。

当=1时，第（-1）次谐波是o的最低次谐波，第次谐波是幅值最大的单次谐波，第（-1）次谐波和第（+1）次谐波一起作为第次谐波的旁频分量。综合考虑滤波效果和开关损耗，将变换器开关频率c设为10 kHz，若电网频率s=50 Hz=o，此时载波比

按同步调制方式工作，变换器输出电压o的最低次谐波频率为(200-1)×50 Hz=9950 Hz。

为了实现较为理想的滤波效果，输出滤波器的截止频率2应远离o的最低次谐波

2.3 对网侧基波功率因数的要求

图2中，变换器输出侧的总输出阻抗为（9）式。

由公式(6)，变换器输出电压o的基波分量与输入基波电压s1的相位一致。根据欧姆定律，变换器输出电流o的基波分量相对于输出电压o的基波分量的滞后角o，在数值上等于负载变换器输出负载的阻抗角o。假设变换器自身没有功率损耗，根据瞬时功率守恒oo=s1s1，变换器输入基波电流s1相对于输入基波电压s1的滞后角s1也与变换器输出负载的阻抗角o相等。若输入低通滤波器的基波感抗和基波容抗均不大，则s1可视作与s同相，s1可视作与s同相，电网侧基波功率因数可认为与负载侧基波功率因数近似相等，即

综合公式(5)(8)(10)，取调光器额定输出功率o=15kVA，升压变压器原副边匝比=1:7，额定工况下，网侧基波功率因数coss不小于0.95，可得下述不等式方程组

以滤波电感L取500 μH为例，输出侧滤波电容C2和变换器等效负载电阻o1变化时所对应的网侧基波功率因数曲线簇如图3所示。图中可见，只要折算到升压变压器原边的负载电阻o1不小于0.6 Ω，即变压器副边负载o2在29.4Ω以上，网侧基波功率因数就非常接近单位功率因数。随着输出侧滤波电容C2的减小，网侧基波功率因数只是略有降低。总地来说，网侧基波功率因数主要由滤波电感和负载大小决定，受滤波电容的影响不大。

3 无电流检测的换流技术

交流斩波电路的控制难点在于双向开关的可靠换流技术。交流斩波电路的特点决定了其换流过程必须满足如下两个原则[5]：首先，输入端不能发生短路，否则将引起开关器件过流烧毁；其次，在感性负载条件下，输出端不能开路，否则将引起开关器件过压击穿。本文采用了一种易于实现的双向开关换流技术，其工作过程简述如下。

当输入滤波电容两端电压uC1大于零时， T2、T4恒导通，T1、T3互补导通。当输入滤波电容两端电压uC1小于零时，T1、T3恒导通，T2、T4互补导通。当输入滤波电容两端电压uC1处于过零点附近时，T3、T4恒导通，T1、T2关断。在上述换流过程中，每个开关器件（包含IGBT及反并联二极管）在1/2个基波周期内恒定导通，这有助于降低开关损耗，提高系统工作效率。

在一个开关周期内，交流斩波电路存在功率传输、死区和续流3种模式。图4分别示出了三种模式下的工作状况。以输入滤波电容两端电压uC1大于零为例，图4（a）对应功率传输模式，此时T1、T2、T4导通，T3截止，根据电感电流的具体方向，能量从电网传输到负载或从负载回馈至电网。图4（b）为死区模式，此时T2、T4导通，T1、T3截止，根据电感电流的具体方向，电感电流经T3、T4续流或经T1、T2向电网回馈能量。图4（c）是续流模式，此时T2、T3、T4导通，T1截止，电感电流经T3、T4续流。

4 试验结果

额定功率为15 kVA的正弦波恒流调光装置的主要参数如表1所示，模拟跑道灯具符合MH/T6010-1999规范要求。

核心控制算法在一片TMS320F28332浮点型数字信号处理器中实现。功率单元采用了如图5所示。的紧凑型插箱结构，极大地方便了调试工作

当电网电压为额定值，额定负载由70%的模拟阻性负载和30%的带灯具的隔离变压器组成时，图6为3级光和5级光稳态时的输出电压、输出电流波形，表2为1、3、5级光强下的主要性能指标。由图表可见，正弦波恒流调光装置的网侧功率因数高、负载侧谐波含量低，由于仅采用了一级变换，效率损失较小，系统方案可行。

5 结论

本文对基于降压型交流斩波电路的正弦波恒流调光装置进行了研究。分析了交流斩波电路的缓冲器特性和滤波参数设计方法，应用了一种易于实现的双向开关可靠换流技术，大大简化了软件实现，整机易于实现功率单元模块化。与机场现行晶闸管相控调光装置相比，基于降压型交流斩波电路的正弦波恒流调光装置具有网侧功率因数高、负载谐波含量低等诸多优势，具有较高的实用价值。

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Research on Sine Constant Current Regulator Based on Buck Type AC Chopper

Ouyang Hui1, Cai Kai1, Wu Haowei1, Xu Zhengxi1, Yang Dingguo2, Luo Guowei3, Gu Wufang3

(1. Wuhan Second Ship Design and Research Institute, Wuhan 430064, China; 2. National Optical Products Inspection Services Center, Wuhan 430074, China; 3. Wuhan Tianhe International Airport, Wuhan 430302, China)

TM46

A

1003-4862（2014）07-0051-05

2014-04-02

欧阳晖(1983-), 男，工程师。研究方向：电力电子变换装置及其数字控制技术