基于电流平衡单元的输入并联输出并联型LLC谐振变换器模块

刘 闯 徐鑫哲 刘海洋 齐瑞鹏 蔡国伟

(1.东北电力大学电气工程学院 吉林 132012 2.国网北京电力公司 北京 100031)



基于电流平衡单元的输入并联输出并联型LLC谐振变换器模块

刘 闯1徐鑫哲2刘海洋1齐瑞鹏1蔡国伟1

(1.东北电力大学电气工程学院 吉林 132012 2.国网北京电力公司 北京 100031)

输入并联输出并联(IPOP)型直流变换器广泛适用于低电压大电流工作场合，难点在于如何实现各子模块之间的输入电流均流(ICS)和输出电流均流(OCS)问题，现有解决方法均为闭环控制策略。提出了基于电流平衡单元的IPOP型LLC谐振变换器模块，通过电流平衡单元电磁耦合作用可以开环实现LLC谐振变换器模块间ICS和OCS，使整体IPOP型直流变换器稳定工作。LLC谐振变换器工作在近似谐振频率下可实现高频隔离直流变压器功能，保证逆变侧零电压开关(ZVS)及整流侧零电流开关(ZCS)，同时具备高功率密度和高效率。采用电流平衡单元代替传统闭环控制策略解决IPOP系统模块间电流不平衡问题，省去采样和控制电路，提高系统稳定性，降低系统成本。通过对电流平衡单元的电磁模型分析，导出等效电路模型，并通过其工作暂态电流与稳态电流仿真说明电流平衡原理。最后搭建基于电流平衡单元的IPOP型LLC直流变换器实验系统，验证所提出电流平衡方案的有效性和正确性。

电流平衡单元 输入并联输出并联 LLC谐振变换器 高频隔离

0 引言

目前电力电子系统集成技术受到了广泛关注，其研究的重点集中在标准化模块的串并联技术[1]。电动汽车充电站、光伏发电站以及智能电网技术的发展，对直流电能的需求持续增长，对直流变换器的性能要求更高[2-4]。将串并联技术应用在直流电能变换系统中，通过将标准化直流变换器模块输入端输出端任意并联或串联，可以满足任意对输入端输出端性能规格要求。在直流电能变换系统中应用串并联技术的最主要优势在于，通过并联分流串联分压作用，使系统子模块功率器件的电压和电流强度大幅降低[5，6]。

如图1所示，直流变换器标准化模块串并联结构包括输入并联输出并联 (Input-Parallel Output-Parallel，IPOP) 型、输入并联输出串联 (Input-Parallel Output-Series，IPOS) 型、输入串联输出并联 (Input-Series Output-Parallel，ISOP)型和输入串联输出串联 (Input-Series Output-Series，ISOS) 型4种。

图1 四种直流变换器串并联结构Fig.1 Four series-parallel basic structures of DC converter

IPOP型直流变换器广泛适用于低电压大电流工作场合，对其研究的重点集中在如何实现各个子模块之间的输入电流均流(Input-Current-Sharing，ICS)和输出电流均流(Output-Current-Sharing，OCS)问题，现有解决方法均为闭环控制策略[7-11]。然而通过闭环控制策略实现IPOP型直流变换器ICS和OCS较为复杂，并且需要采样与控制电路[5-11]。

在诸多直流变换器中，LLC谐振直流变换器具有其优越的性能，如零电压零电流开关(Zero Voltage Zero Current Switching，ZVZCS)。为充分利用其性能，本文基于电流平衡单元提出了IPOP型LLC谐振变换器模块：首先分析LLC谐振变换器工作特性，并介绍了IPOP型LLC谐振变换器模块特点；通过对电流平衡单元的电磁模型分析，导出其等效电路模型，并通过其工作暂态电流与稳态电流仿真说明电流平衡原理；最后，搭建一台通过电流平衡单元连接的两个LLC谐振变换器组成的IPOP型直流变换器，实验验证所提出电流平衡方案的有效性与正确性。

1 IPOP型LLC谐振变换器模块

1.1 LLC谐振变换器工作原理

当LLC谐振变换器工作在近似谐振模式下，其基本功能相当于一个高频隔离型直流变压器，可保证逆变侧零电压开关(Zero Voltage Switching，ZVS)及整流侧零电流开关(Zero Current Switching，ZCS)，保证高功率密度同时具备较高效率。全桥LLC谐振变换器拓扑结构如图2所示，其中Lr为高频变压器的一次侧漏感，作为谐振电感；Lm为高频变压器的励磁电感，作为分流电感；Cr为谐振电容。

图2 全桥LLC谐振变换器拓扑结构Fig.2 Schematic of full-bridge LLC resonant converter

LLC谐振变换器完全谐振时的交流等效电路如图3所示。输出直流负载R0的一次侧等效交流电阻Rac为

(1)

式中，n为变压器匝比。

图3 LLC谐振变换器交流等效电路Fig.3 AC equivalent circuit of LLC resonant converter

LLC谐振变换器的开关频率fs一般选择工作在低于谐振频率fr模式下，fr的表达式为

(2)

通过图3所示的全桥LLC谐振变换器交流等效电路可以得到其交流等效输入电压Viac和输出电压Voac为

(3)

(4)

进而可以得到LLC谐振变换器交流等效电流Ipri为

(5)

变换器的品质因数Q为

(6)

由等效电路得出变压器增益M的表达式为

(7)

图4 LLC谐振变换器增益特性Fig.4 DC gain characteristics of LLC resonant converter

按照上述Lr、Lm和Cr取值，对图2所示的LLC谐振变换器电路拓扑结构进行实验验证，实验波形如图5所示。其中，ipri为一次侧谐振电流；isec为二次侧谐振电流；Vab为一次侧高频方波电压；Vo为输出直流电压。系统参数Vdc=400 V和Vo=400 V，变压器匝比n=1∶1。由实验可以看出所设计参数实现其高效率直流变压功能，故可以此参数标准定义LLC谐振变换器标准化模块来进行IPOP系统实验。

图5 LLC谐振变换器实验波形Fig.5 Experimental waveforms of LLC resonant converter

1.2 IPOP型LLC谐振变换器模块特性分析

LLC谐振拓扑结构已被广泛应用，然而随着电流等级的提升，其在应用中有以下缺陷：①二次侧传导损耗高，重载时效率降低；②输出电流波纹增大，导致需要更大的输出电容；③一次电流强度过高，将限制其最大功率传输能力。

通过LLC谐振变换器的IPOP型连接结构可以很好地解决上述问题。通过IPOP型结构多模块分流作用降低二次侧传导损耗；采用多模块电容代替整体输出大电容，降低输出电流波纹；通过增加模块数量提高最大功率传输能力，不会增加元器件电流强度。

当IPOP型LLC谐振变换器模块开环稳定工作时，由于变压器匝比和模块参数的差异将会导致模块间电流分流不均和功率分配不平衡，使整体系统功率器件电流强度和功率强度分布不均。对于IPOP型连接结构，由于各个模块的输入输出电压相同，可以通过保证各个模块间的电流均流来实现模块间功率的平均分配。

2 电流平衡单元

如图6所示，采用电流平衡单元代替传统闭环控制策略实现IPOP型LLC谐振变换器模块间ICS和OCS。与传统闭环控制策略实现IPOP型LLC谐振变换器模块间的ICS和OCS相比，采用电流平衡单元解决IPOP系统模块间电流不平衡问题具有以下优势：

1)开环控制实现各个直流变换器模块之间的ICS和OCS，无需电流控制方案，更加简单易行。

2)整体系统省去采样和控制环节，元器件个数大幅减少，成本降低。

图6 基于电流平衡单元的IPOP型LLC谐振变换器模块Fig.6 Current balancing cell based IPOP LLC resonant converter modules

3)整体系统减少了控制环节，提高了系统的稳定性。

为验证电流平衡单元的普遍适用性，用如图7所示的电路结构，验证电流平衡单元对于多模块IPOP型LLC谐振变换器电流平衡能力。其中平衡n个LLC谐振变换器模块间电流，需要n-1个电流平衡单元。

图7 基于电流平衡单元的多模块IPOP型LLC谐振变换器Fig.7 Current balancing cell based multi-module IPOP LLC resonant converter

2.1 基于电流平衡单元的IPOP型LLC谐振变换器模块等效电路模型

电流平衡单元的电磁模型如图8所示。LLC谐振变换器模块1电流ipri1流过电流平衡单元一次侧产生磁通密度B1，LLC谐振变换器模块2电流ipri2流过电流平衡单元二次侧产生相反的磁通密度B2，通过磁通密度的相互抵消作用平衡电流，最终稳态时ipri1=ipri2，达到电流平衡目的。

图8 电流平衡单元的电磁模型Fig.8 The magnetic model of current balancing cell

通过电流平衡单元的电磁模型可以得到图8所示电磁模型的等效电路，如图9所示。电流平衡单元一次侧和二次侧感应电压为

(8)

图9 电流平衡单元的等效电路Fig.9 The equivalent model of current balancing cell

由于电流平衡单元等效电阻相当小，可以忽略不计，因此其感应电压可以写为

(9)式中，L1和L2分别为电流平衡单元一次侧和二次侧的自感；M为互感。由于电流平衡单元的强耦合作用，L1、L2和M基本相同，因此可近似认为L1=L2=M。

当LLC谐振变换器模块工作在近似谐振频率时，通过分析图3和图9所示的等效电路模型，可以得到基于电流平衡单元的IPOP型LLC谐振变换器模块等效电路模型，如图10所示。

图10 基于电流平衡单元的IPOP型LLC谐振变换器模块等效电路模型Fig.10 Equivalent model of current balancing cell based IPOP LLC resonant converter modules

由于谐振电感Lr和谐振电容Cr的作用相互抵消，即整体系统等效电路模型可以简化如图11所示。

图11 基于电流平衡单元的IPOP型LLC谐振变换器模块等效电路模型简化等效电路模型Fig.11 The simplified equivalent model of current balancing cell based IPOP LLC resonant converter modules

由图11可以分别得到LLC谐振变换器模块1和模块2的等效交流输入电压Viac1和Viac2，如式(10)所示。

(10)

2.2 电流平衡单元工作原理

当IPOP系统实现模块间电流平衡时，流过电流平衡单元一次和二次电流相等，即ipri1=ipri2，由式(9)可知VL1=VL2=0，因此模块1和模块2的等效交流输入电压Viac1和Viac2可化简如式(11)所示。

(11)

由于输出并联，模块1和模块2的输出电压Vo1=Vo2，故模块1和模块2的等效交流输入电压Viac1和Viac2只受各自变压器匝比n1和n2的影响。由于采用标准化模块，n1和n2差异很小，因此Viac1和Viac2几乎相同。当ipri1=ipri2时，电流平衡单元的磁路仿真模型如图12所示。

当IPOP系统模块间存在电流不平衡时，即ipri1≠ipri2，可以假设ipri1≥ipri2，由安培环路定律可得电流平衡单元总磁通量如式(12)所示。

(12)

式中，μi为磁导率；NCB为电流平衡单元线圈匝数；S为磁心横截面积；LR为等效磁路长度。

由楞次定律可知，电流平衡单元的总磁通量产生感应电动势与ipri1产生磁通量的感应电动势方向相反，与ipri2产生磁通量的感应电动势方向相同，因此电流平衡单元一次侧感应电压VL1会减小，二次侧感应电压VL2会增加，直到VL1=VL2=0。同理，电流平衡单元一次侧流过电流ipri1会减小，二次侧流过电流ipri2会增加，直到ipri1=ipri2。

当ipri1≥ipri2时，电流平衡单元的磁路仿真模型如图13所示。

图13 ipri1≥ipri2时电流平衡单元的磁路仿真模型Fig.13 The simulation of current balancing cell magnetic model on the occasion ipri1≥ipri2

2.3 电流平衡单元参数设计

为充分利用电流平衡单元性能，避免出现由于磁饱和现象无法实现电流平衡，应对其额定电压VCB和额定电流iCB进行设计，即其一次侧或二次侧可通过的最大电压和最大电流。对于电流平衡单元，其一次侧和二次侧最大电压差发生在一端开路另一端正常工作情况，如式(13)所示，即直流侧输入电压。

VCB=Vdc1=Vdc2

(13)

同样，电流平衡单元额定电流即为单个LLC谐振变换器模块功率器件所允许通过最大电流，如式(14)所示。

VCB=Vpri1=Vpri2

(14)

由电流平衡单元额定电压VCB可计算出线圈匝数NCB为

(15)

式中，Bm为最大磁通密度。

由电流平衡单元线圈匝数NCB可计算出其电感值LCB为

(16)

3 实验验证

为验证上述理论分析，搭建了一台基于电流平衡单元的IPOP型LLC谐振变换器模块，实物装置如图14所示。LLC谐振变换器采用标准化模块，电路主要元件型号见表1，两模块对应的系统参数见表2。

图14 实验装置系统Fig.14 Experimental system

表1 电路主要元器件Tab.1 Circuit components’ type

表2 电路主要参数Tab.2 Circuit components’ parameters

3.1 稳态实验分析

首先验证两模块LLC谐振变换器IPOP结构无电流平衡单元连接时工作特性。电路参数为：输入电压Vdc=100 V，输出负载Ro=32 Ω。无电流平衡单元时的实验波形如图15所示。由图可知，模块1输入电流idc1几乎为零，而模块2输入电流idc2与输入总电流iin几乎相等，LLC谐振变换器两模块各自一次电压Va1b1和Va2b2几乎相同，但一次电流ipri1和ipri2差异很大。因此可知，尽管两模块对应系统参数几乎相同，但各自输入电流相差很大，无法实现电流平均分配。

图15 无电流平衡单元时的实验波形Fig.15 Experimental waves without current balancing cell

使用电流平衡单元可以开环实现IPOP型LLC谐振变换器模块电流平衡，实验波形如图16所示。由图可知，两模块输入电流idc1和idc2几乎相等且稳态时保持不变，LLC谐振变换器两模块各自的一次电压Va1b1和Va2b2基本相同，并且其一次电流ipri1和ipri2大小基本相等。因此，可以证明电流平衡单元实现了IPOP型LLC谐振变换器模块之间电流的平均分配。

图16 使用电流平衡单元输入时的实验波形Fig.16 Experimental waves with current balancing cell

为验证电流平衡单元可以应用到多模块IPOP型LLC谐振变换器结构中，根据图7所示的电路拓扑结构搭建三模块IPOP系统。图17为使用电流平衡单元时三模块IPOP系统的实验波形。由图可知，采用电流平衡单元后，各个模块电流基本相同，因此证明了电流平衡单元可以应用到多模块IPOP型LLC谐振变换器结构中。

图17 使用电流平衡单元输入时LLC谐振变换器一次电压Va1b1和三模块各自一次电流ipri1、ipri2、ipri3Fig.17 Primary-side voltages Va1b1 and currents(ipri1，ipri2，ipri3) of three-module LLC resonant converter with current balancing cell

3.2 暂态实验分析

当负载电流发生阶跃变化时，整体系统会承受更高的冲击电流，可能会超过功率器件额定电流而造成损坏，并且负载发生阶跃变化后，系统电流再次恢复稳定的反应时间也是一项重要参数。因此有必要对IPOP型LLC谐振变换器模块的暂态电流变化进行分析。

电路参数为输入电压Vdc=100 V，负载在Ro=20 Ω和Ro=40 Ω之间变化。图18a和图18b分别为负载阶跃上升和阶跃下降时两LLC谐振变换器模块各自的暂态二次电压Vsec1、Vsec2和二次电流isec1、isec2。由图可知当负载瞬变时，LLC谐振变换器模块二次电压Vsec1、Vsec2不受影响，二次电流isec1、isec2很快再次稳定，具有很快的反应时间。

图18 负载阶跃上升和下降时的实验波形Fig.18 Experimental waves during a step up or down

上述实验结果证明，电流平衡单元实现了IPOP型LLC谐振变换器模块间的电流平衡，同时电流平衡单元的暂态电流与稳态电流的实验结果与理论分析吻合。

4 结论

本文提出了基于电流平衡单元的IPOP型LLC谐振变换器模块，通过电流平衡单元电磁耦合作用，可以开环实现各个LLC谐振变换器子模块间ICS和OCS，使整体IPOP型直流变换器稳定工作。通过IPOP结构模块化设计LLC谐振变换器，使其满足更高功率等级要求。采用电流平衡单元代替传统闭环控制策略解决IPOP系统模块间电流不平衡问题，使整体IPOP系统具有高可靠性、高功率密度和低成本的优势。通过立足于不控角度来解决均流问题，让IPOP型LLC谐振变换器模块间自适应不控均流，模块易于扩展，工作简单可靠，特别是对大功率高频隔离应用场合具有重要作用。

[1] Ren Yuancheng，Xu Ming，Sun Julu.A family of high power density unregulated bus converters[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2005，20(5)：1045-1054.

[2] Liu Chuang，Sun Pengwei，Lai J S.Cascade dual-Boost/Buck active-front-end converter for intelligent universal transformer[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics，2012，59(12)：4671-4680.

[3] Liu Chuang，Gu Bin，Lai J S，et al.High-efficiency hybrid full-bridge-half-bridge converter with shared ZVS lagging leg and dual outputs in series[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2013，28(2)：849-861.

[4] 李国庆，王星宇，王鹤.微电网中分布式电源逆变器数字多环反馈控制方法[J].东北电力大学学报，2014，34(1)：39-46. Li Guoqing，Wang Xingyu，Wang He.Digital multiple-loop feedback control of distributed source inverter in microgrid[J].Journal of Northeast Dianli University，2014，34(1)：39-46.

[5] 陈武，阮新波，颜红.DC/DC多模块串并联组合系统控制策略[J].电工技术学报，2009，24(7)：93-102. Chen Wu，Ruan Xinbo，Yan Hong.Control strategy for DC/DC multiple modules series-parallel[J].Transactions of China Electrotechnical Society，2009，24(7)：93-102.

[6] 方天治，阮新波.两类串并联逆变器组合系统的控制策略[J].电工技术学报，2010，25(8)：72-78. Fang Tianzhi，Ruan Xinbo.Control strategy for two categories of series/parallel connection inverters system[J].Transactions of China Electrotechnical Society，2010，25(8)：72-78.

[7] Chen Wu，Wang Guangjiang，Ruan Xinbo，et al.Wireless input-voltage-sharing control strategy for input-series output-parallel (ISOP) system based on positive output-voltage gradient method[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics，2014，61(11)：6022-6030.

[8] Shi Jianjiang，Liu Tianji，Cheng Juan，et al. Automatic current sharing of an input-parallel output-parallel (IPOP)-connected DC-DC converter system with chain-connected rectifiers[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2015，30(6)：2997-3016.

[9] Sha Deshang，Guo Zhiqiang，Liao Xiaozhong.Control Strategy for input-parallel-output-parallel connected high-frequency isolated inverter modules[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2011，26(8)：2237-2248.

[10]Shi Jianjiang，Zhou Lingbing，He Xiangning.Common-duty-ratio control of input-parallel output-parallel (IPOP) connected DC-DC converter modules with automatic sharing of currents[J].IEEE Transactions on Power Electronics，2012，27(7)：3277-3291.

[11]Ge Baoming，Lu Xi，Yu Xianhao，et al.Multiphase-leg coupling current balancer for parallel operation of multiple MW power modules[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics，2014，61(3)：1147-1157.

[12]石健将，章江铭，龙江涛，等.高频变压器一次侧串联LLC+输出端并联Buck级联直流变换器[J].电工技术学报，2015，30(24)：93-102. Shi Jianjiang，Zhang Jiangming，Long Jiangtao，et al.A cascaded DC converter with primary series transformer LLC and output interleaved Buck[J].Transactions of China Electrotechnical Society，2015，30(24)：93-102.

[13]任仁，张方华，刘硕.基于LLC直流变压器(LLC-DCT)效率优化的死区时间与励磁电感设计[J].电工技术学报，2014，29(10)：141-146. Ren Ren，Zhang Fanghua，Liu Shuo.Optimal design for efficiency based on the dead time and magnetizing inductance of LLC DC transformer[J].Transactions of China Electrotechnical Society，2014，29(10)：141-146.

[14]陈启超，王建赜，纪延超.双向LLC谐振型直流变压器的软启动及功率换向控制[J].电工技术学报，2014，29(8)：180-186. Chen Qichao，Wang Jianze，Ji Yanchao.Control scheme of bidirectional LLC resonant DC-DC transformer for soft start and power conversion[J].Transactions of China Electrotechnical Society，2014，29(8)：180-186.

Current Balancing Cell Based IPOP LLC Resonant Converter Modules

Liu Chuang1Xu Xinzhe2Liu Haiyang1Qi Ruipeng1Cai Guowei1

(1.School of Electrical Engineering Northeast Dianli University Jilin 132012 China 2.State Grid Beijing Electric Power Company Beijing 100031 China)

The input-parallel output-parallel (IPOP) DC-DC converters are very suitable for low voltage and high current applications.For the IPOP converter，the way to ensure input-current sharing (ICS) and output-current sharing (OCS) among the constituent modules is difficult.All the existing methods are closed-loop control schemes.In this paper，the IPOP LLC resonant converter modules are developed based on current balancing cells.Through the magnetic-coupling effect of the current balancing cell，the LLC resonant converter modules can achieve ICS and OCS that guarantee that the IPOP system work stably.The LLC resonant converter can be used as a high-frequency isolation DC transformer under the quasi-resonant mode，which can achieve zero voltage switching (ZVS) for the inverter side and zero current switching (ZCS) for the rectifier side so as to ensure high power density and high efficiency.By employing the current balancing cell instead of the traditional control schemes to solve the unequal current-sharing problem of IPOP system，the sampling and control circuit can be saved，which ensures high reliability and low cost.From analyzing the electromagnetic mode of the current balancing cell，its electrical circuit model can be built.And the simulations of the current balancing cell’s steady-state and dynamic-state current-sharing performances demonstrate the working principle.Finally，an IPOP LLC resonant converter module hardware prototype based on the current balancing cell is designed and built up to verify the validity and performance of the proposed solution.

Current balancing cells，input-parallel output-parallel，LLC resonant converter，high-frequency isolation

国家自然科学青年基金项目(51307021)、吉林省自然科学基金项目(20140101076JC)和吉林市科技计划项目(201414002)资助。

2015-05-26 改稿日期2015-08-25

TM46

刘 闯 男，1985年生，博士，副教授，研究方向为能源互联网柔性功率变换与空间无线电力传输技术。

E-mail：victorliuchuang@163.com(通信作者)

徐鑫哲 男，1990年生，硕士，研究方向为高频直流功率变换技术。

E-mail：icexxzicexxz@163.com