主动自加噪与高效纠错编码结合的物理层安全传输

石 荣，胡 苏，李 潇

（1.电子信息控制重点实验室，四川 成都 610036；2.电子科技大学通信抗干扰国家重点实验室，四川 成都 611731）

主动自加噪与高效纠错编码结合的物理层安全传输

石 荣1，胡 苏2，李 潇1

（1.电子信息控制重点实验室，四川 成都 610036；2.电子科技大学通信抗干扰国家重点实验室，四川 成都 611731）

针对物理层数据的安全传输问题，提出了一种通信发送方主动自加噪与高效信道纠错编码相结合的安全传输方法。该方法在发射过程中主动在信号中添加噪声，以实现对任何接收端的比特信噪比上限的精确控制，在此基础上利用通信侦听方在高误码率条件下无法准确推断信道编码类型与编码参数的缺陷，有效阻止非合作通信侦听方对物理层准确码流的获取，而合作通信接收端则可以通过高效的信道纠错译码来消除被发送端添加到信号中的噪声所带来的影响。相关的理论分析与仿真示例显示，本方法具有有效性，为通信系统物理层数据安全传输新方法研究提供了重要参考。

主动自加噪；信道纠错编码；发射信噪比；接收信噪比；编码识别；安全传输

0 引 言

近年来，人们对信息安全高度重视，各种新的信息安全技术不断涌现。常见的典型确保信息安全的技术手段是采用加密措施对通信传输的各层码流实施密码保护[1-2]。除此之外，通过在文本、图像、音视频等多媒体码流中实施信息隐藏与隐写嵌入，也是近十余年来的一个研究热点[3]。上述信息安全措施大都集中在通信传输的链路层、网络层、传输层和应用层，而针对通信系统的物理层安全问题，虽然也有相应的技术手段，如随机天线阵列传输[4]、物理层加密[5]、接收端噪声发射[6]等方式，但是上述物理层安全措施需要对现有的通信传输的底层硬件结构进行较大改动，才能实现相关物理层数据的安全传输。

针对上述情况，本文在发射端主动自加噪技术[7]的基础上，根据目前通信侦察技术能力的限制条件，利用信道编码在噪声信道中具有的纠错特性，实现物理层码流的安全传输。将通信发送端的主动自加噪技术与高效纠错编码技术结合，使得通信发送端可以有效控制任何通信接收端（包括合作通信的接收方以及非合作通信的侦听方）的关键参数——接收信噪比上限。于是，通信发送端可以将接收端的接收信噪比设置得尽可能低。由于合作通信双方有信道编码类型与参数的事先约定信息，所以合作通信的接收端可利用信道纠错编码来消除发送端所添加的噪声影响，从而有效恢复物理层比特流。而非合作的通信侦听方，受限于低信噪比接收条件，无法识别和推断通信双方所采用的信道编码方式与编码参数[8]，即丧失了利用信道纠错译码来恢复无错码流的条件，只能在低信噪比条件下对截获信号实施纯粹的硬解调，从而导致极高的误比特率而使得解调后的码流无法使用，从而达到有效阻止第三方实施通信侦听的目的。该方法的原理与步骤详细阐述如下。

1 通信接收端的性能影响因素

一般，数字通信系统的有效性通常用传输速率来评价，而可靠性通常用接收端的误比特率来衡量。在传输速率保持一定的条件下，接收端的误比特率越低，则整个数字通信传输的性能越好。通信接收端的误比特率主要受如下三个因素的影响。

（1）比特信噪比Eb/n0。其中，Eb表示接收端接收到的每一比特的平均能量，n0表示接收信号时单位带宽内的噪声功率。

（2）调制样式。当比特信噪比相同时，高阶调制信号的误比特率通常大于低阶调制信号的误比特率，但高阶调制的频谱效率要优于低阶调制。

（3）信道编码方式。当比特信噪比与调制样式相同时，采用信道编码的信号，其误比特率通常低于非编码的信号；且不同的信道编码方式，其误码性能也存在较大差异。

一般情况下，在给定数字通信信号的调制样式和信道编码方式的条件下，接收端的性能通常采用如图1所示的误比特率曲线来描述。

图1 数字通信系统中接收误比特率曲线

将误比特率曲线函数记为E(γ)，其中自变量γ表示比特信噪比。一般情况下，E(γ)需通过系统实测或数字仿真得到，没有显式的数学表达式。通常，随着比特信噪比的增大，误比特率逐渐减小。

2 通过主动自加噪控制信噪比上限

在传统的无线通信中，发送方M1向接收方M2传输信息，M2所接收到信号的载噪比[C/n0]（定义为信号载波功率C与单位带宽内的噪声功率n0之比）通常由式（1）决定：

式中，Wt为M1的发射机输出的信号功率，Gt和Gr分别表示发射天线和接收天线的增益，Ld表示空间传输等因素导致的衰减，Tr表示M2接收系统总的等效噪声温度，k=1.380 54×10-23（Joules/K）表示玻耳兹曼常数。由式（1）可见，接收端的载噪比由发射端的等效辐射功率WtGt、传输衰减Ld和接收端的性能因素Gr/Tr共同决定。

假设发送端在发射正常信号的同时，采用主动自加噪传输方法，即用同一发射天线向接收端发射附加的合路射频噪声信号，如图2所示。

图2 发送端主动自加噪传输

在此条件下，记该主动添加的噪声功率为Wn1，对应的带宽为Bn1，该带宽需要与信号带宽保持一致[7]。于是，接收端的载噪比[C/n0]a为：

对比式（2）与式（1）可知，在通信发送端主动添加噪声实施信息传输的条件下，接收端的噪声由两部分组成：一部分是接收端在接收过程中自己所产生的噪声，由kTr来度量；另一部分是发射端主动添加的噪声经过空间传输后到达接收端所形成的噪声，由Wn1GtGr/(LdBn1)来度量。由于两部分噪声不具有相关性，所以接收端的总的噪声为两部分的叠加。在式（2）的基础上，可推导出：

式（3）表明：在采用主动自加噪传输方式下，接收端的载噪比上限为而Wt、Wn1、Bn1三个参数完全由发射端控制，与接收端无关。如果此时有通信侦察方Z对上述无线通信信号实施侦听，如图2所示。实际上，式（3）对于处于非合作接收状态的通信侦察方Z也同样成立。所以，在图2所示的通信系统中，无论是处于合作状态的通信接收端M2，还是处于非合作状态的通信侦察方Z，发射端通过主动自加噪方式都能完全控制任何接收端的载噪比上限。

如前节所述，接收端的性能由比特信噪比为自变量的误码率曲线来描述，所以需要将载噪比转化为比特信噪比。设在图2所示的通信系统中信息传输速率为Ra，单位b/s，则接收端的比特信噪比[Eb/n0]a为：

将式（4）代入式（3），可得：

由式（5）可见，通信发射端通过Wt、Wn1、Bn1、Ra四个参数的调节，精确控制任何接收端的比特信噪比的上限值。

3 通过纠错编码实现差异化接收

如前所述，接收端的误比特率由比特信噪比、调制样式和信道编码方式3个因素共同决定。在图2中，正常的通信接收端M2与通信侦察方Z的接收比特信噪比的上限相同。而目前针对通信信号的调制方式进行识别是一项比较成熟的技术，在各类公开文献中都有报道，所以处于非合作接收状态的通信侦察方能够容易地获知通信双方所采用的调制方式。在此情况下，通信双方只能采用信道编码来实现合作接收与非合作接收的差异性。

虽然通信侦察方也可以通过对截获信号实施非合作解调后对信道编码方式进行识别，但是截止到目前为止，非合作的信道编码识别技术成熟度较低，需要较多的先验信息条件[8]。在接收误比特率达到10-2至10-1量级时，特别是对于Turbo、LDPC等带有深度交织和超长序列的信道编码，还不能进行有效信道编码参数提取与编码类型识别。

基于上述实际情况，通信双方有事先协商好的信道编码类型和编码参数集合。于是，通信发送端可以通过前一节所提出的主动自加噪技术控制接收端的比特信噪比上限γup，使处于非合作接收的通信侦察方Z即使在比特信噪比接近γup的接收条件下，其误比特率Ez(γup)仍高于预设数值，即：

式（6）中，Eth,z表示针对侦察方预设的误比特率门限，一般可取Eth,z=3×10-2。在此条件下，由于通信侦察方无法识别出通信双方的信道编码类型和参数，所以无法利用信道译码来消除误码。在无法完成信道译码的条件下，通信侦察方也无法进行进一步的纠错分析。但对于处于合作通信状态的通信接收端M2来讲，由于有信道纠错译码措施，即使在比特信噪比接近γup的接收条件下，也需使其纠错译码之后的误比特率EM2(γup)低于预设数值，即：

式（7）中，Eth,M2表示针对正常接收方的预设误比特率门限，一般可取Eth,M2=10-5。于是，上述合作与非合作接收的误比特率曲线间的差异如图3所示。

图3 合作与非合作接收误比特率曲线差异示意

图3中，无信道译码的曲线对应通信侦察方非合作接收条件下的接收误比特函数Ez(γ)，有信道译码的曲线对应通信接收端合作接收条件下的接收误比特函数EM2(γ)。为了有效阻止通信侦察方对无线传输信息的侦听，满足式（6）和（7）的要求，通信传输方在信道编码方式的选择上需要使Ez(γ)尽可能在图3中向上方移动，而使EM2(γ)尽可能在图3中向下方移动。如此，满足式（6）和（7）的γup取值范围才能尽可能大，表现为图3中阴影部分的宽度，记为[γ1,γ2]。实际上要达到上述目的，一条有效的技术途径是采用高阶数字调制，这样两条误码率曲线之间的位置差异就可以较明显地体现出来。

在整个取值范围内，γ最佳的取值γop可由式（8）计算得到：

式（8）的物理意义在于：在满足式（6）和式（7）的条件下，使得合作接收与非合作接收之间的误比特率差异实现最大化，从而更有利于在通信发送端主动自加噪传输方式下，通过高效的信道纠错编码，更加有效地阻止非合作通信侦察方的侦听。

4 仿真示例与讨论

以典型的MQAM数字调制信号为例进行说明，如果对该信号进行纯粹解调，其误比特率Es(γ)由下式确定[9]：

式（9）中，Q(·)为标准Q函数，且4QAM、16QAM、64QAM三类信号的误比特率曲线如图4所示。

图4 4/16/64QAM信号的误比特率曲线

图4中的一条横线表示误比特率为3%的参考线，4QAM、16QAM、64QAM在误比特率达到3%时，其所对应的比特信噪比分别为0.8 dB、3.8 dB、7.2 dB。由此可见，在相同误比特率条件下，高阶调制所要求的比特信噪比更高。按照前文的分析，该数值直接对应通信发送方对传输比特信噪比控制区间上限γ2的选择，而γ2越大越好。所以，采用高阶调制，将更有利于通信双方实施安全传输。

如果此时通信发送方采用LDPC编码和16QAM调制来实施传输。根据文献[10]给出的参照DVB-S2标准的编码参数，取码长为16 200，码率为1/2，采用和积译码方法，最大迭代次数为50次，所得到的译码后的误比特率与标准的不利用信道译码而纯粹解调条件下的误比特率曲线，如图5所示。

图5 16QAM信号LDPC解调译码的误比特率曲线

由图5可知，在发送端采用LDPC编码、接收端译码纠错后的误比特率曲线在比特信噪比为3 dB时，误码率就达到了10-5。图5中阴影部分表示比特信噪比为[3，3.8] dB的区间，通信发送端只要按照式（5），将接收端的接收信号的比特信噪比上限控制在此区间范围内，那么就可以使非合作的通信侦听方的接收误比特率至少限制在3%以上。而作为合作接收方的通信接收端利用LDPC解调译码，则可以使接收比特误码率低于10-5。根据图5的曲线与前文所述的式（8），在[3，3.8] dB的区间内，显然最佳的比特信噪比γop=3 dB。在此条件下，合作方与非合作方之间的误比特率相差最大。

对于64QAM的通信信号，按照文献[11]中给出的数据，有：64QAM调制下采用多元LDPC编码，1/3的码率，接收端解调译码后在比特信噪比为5.6 dB时，误比特率为10-5；在图4中64QAM信号纯粹解调时，在比特信噪比为7.2 dB时，误比特率为3%。于是，在[5.6，7.2] dB的区间内，通信发送端都可以实施有效控制来实现安全传输。

由上述示例可见，所采用的信道编码方式的纠错性能越高，图5中编码后的信号的解调译码性能曲线越会向左下方移动，那么合作通信方与非合作侦听方之间的误码差异将会越大。所以，在采用高阶调制的基础上，使用具有更强纠错性能的信道编码和更优的译码方法，将更有利于提高物理层传输的安全性。

5 结 语

针对合作通信双方与非合作通信侦听方之间在信道编译码环节上的差异，以及当前通信侦察技术在信道编码识别方面的能力缺陷，在通信传输过程中，通信发送端主动添加随机噪声，有效控制任何通信接收端在接收过程中比特信噪比的上限值，形成一种低信噪比接收条件；合作通信的接收端利用高效信道纠错译码来获得有效的正确接收，而处于非合作状态的通信侦听方由于无法实施纠错译码而形成极高的解调误比特率，造成通信侦听的失效，从而有效确保通信系统中物理层数据的安全传输。仿真示例显示了该方法的有效性，同时也表明，在采用具有更强纠错能力的信道编码和信号高阶调制的条件下，该方法的有效性会更好。另一方面，为了避免通信侦察方实施长期的统计分析，还可以对重要的信道编码参数进行快速更替，如改变交织矩阵、更换扰码序列等，从而进一步增强物理层传输的安全性。

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石 荣（1974—），男，博士，研究员，主要研究方向为电子对抗、通信与雷达系统；

胡 苏（1983—），男，博士，副教授，主要研究方向为通信抗干扰技术；

李 潇（1993—），女，硕士研究生，主要研究方向为电子对抗。

Physical-Layer Safe Transmission based on Integrated Active Self-added Noise and Efficient Error-correct Encode

SHI Rong1, HU Su2, LI Xiao1
(1.Science and Technology on Electronic Information Control Laboratory, Chengdu Sichuan 610036, China; 2.State Key Lab of Communication, University of Electronic Science and Technology of China, Chengdu Sichuan 611731, China)

Aiming at the problem of physical-layer safe transmission, a new safe transmission method in combination of active self-added noise and efficient error-correct encode is proposed. This method, via actively adding noise to the signal during the transmitting process, implements exact control of the upper limit of bit SNR for any receivers. In light of that the interceptor cannot get the type and parameters of channel code in the high bit-error-rate, the communication reconnaissance is prevented from getting the accurate bit stream of the physical layer. For the normal receiver, the noise added in the signals could be eliminated and the bit streams are recovered correctly via the channel decoding process. The theoretic analysis and simulation examples indicate the validity of this method, thus providing a significant reference for the research of physical-layer safe transmission application.

active self-added noise; channel error-correct code; SNR of transmission; SNR of receiving; channel code recognition; safe transmission

TN911；TN973

A

1002-0802(2016)-12-1593-05

10.3969/j.issn.1002-0802.2016.12.004

2016-08-12

2016-11-25 Received date:2016-08-12;Revised date:2016-11-25

重点实验室基金（No.6142105040116210XXXX）

Foundation Item:Key Laboratory Foundation (No.6142105040116210XXXX)