高阶曲率补偿低温漂系数带隙基准电压源设计

夏俊雅，曾以成，崔晶晶



高阶曲率补偿低温漂系数带隙基准电压源设计

夏俊雅，曾以成，崔晶晶

（湘潭大学 微电子科学与工程系，湖南 湘潭 411105）

设计了一种高阶曲率补偿低温漂系数的CMOS带隙基准电压源，采用自偏置共源共栅结构，降低了电路工作的电源电压。采用电流抽取电路结构，在高温阶段抽取与温度正相关电流，低温阶段抽取与温度负相关的电流，使得电压基准源在整个工作温度范围内有多个极值点，达到降低温漂系数的目的。在0.5 μm CMOS工艺模型下，Cadence Spectre电路仿真的结果表明，在–40~+145℃范围内，温度特性得到了较大的改善，带隙基准电压源的温漂系数为7.28×10–7/℃。当电源电压为2.4 V时电路就能正常工作。

带隙基准电压源；共源共栅；高阶曲率补偿；低温漂系数；高低温补偿；电流抽取

基准源是模拟芯片所必不可少的电路，它为电路提供高质量、高稳定性的电流和偏置电压，而且它的性能会直接影响到电路的性能[1]。带隙基准电压源被广泛地运用到寄存器、A/D(模/数转换器)、D/A（数/模转换器）、振荡器等电路中[2]。一般的基准源电路含有运算放大器电路结构，这种结构使得基准电压源有较低的温漂系数，但这种电路结构复杂、功耗较大，且运算放大器的性能对基准电压源的性能有较大的影响，其失调电压与电源抑制比的影响最为明显[3]。而采用自偏置共源共栅的CMOS电路来设计基准电压源，不仅可以消除运算放大器的失调电压对基准电压源的影响，而且基准源具有良好温度特性，电路的功耗很小[4]。

早期的带隙基准电路只有一阶补偿，没有高阶补偿，温度系数为（5~20）×10–6/℃，不能得到较低的温漂系数[5]。为了进一步降低温漂系数，近期又发展了一些其他方式对带隙基准进行补偿，如采用不同温度系数电阻补偿[6]、分段补偿[7]、指数补偿[8]等，温度系数为（1~5）×10–6/℃。但是，采用不同温度系数电阻补偿受到工艺的影响比较大；分段补偿通常分为三段，电路较复杂，占用版图面积较大；指数曲率补偿是通过MOS管的亚阈值区电流的指数相关性进行补偿的，整个电路的输出精度不够，稳定性也不好。

本文设计的带隙基准电压采用自偏置共源共栅CMOS结构，能消除运算放大器对基准电压源电路的影响。本设计在传统一阶带隙电压源电路基础上增加电流抽取电路来进行高阶补偿，电路简单，易于实现，通过对抽取电流的精确控制，使电压源有较低的温漂系数。

1 传统的共源共栅带隙基准电压源

传统一阶曲率补偿共源共栅带隙基准电压源的电路如图1所示。

此电路利用CMOS管的共源共栅结构使得NMOS管M1、M2的源端电压相等，有[9-11]：

式中：BE1、BE2是Q1、Q2的基极-发射极的电压；1是流过1的电流，且有：

(2)

令：

式中：C为集电极电流；S1、S2为饱和电流；T为正温度系数的电压；Q1、Q2的发射极面积之比为，可以得到[12]：

(4)

有

由此可知，1为正温度系数的电流。而PMOS管M10和M6、M9和M8构成电流镜，且两组的宽长比均为，则有：

(6)

由式（6）可知，ref也是正温度系数的电流。从而有

式中：BE3的温度系数为负，ref的温度系数为正，调整好电阻1、2的比值以及的值即可得到零温度系数的基准电压。

采用Cadence Spectre软件仿真，给3 V的电源电压，温度范围为–40~+145℃，基准电压随温度变化的曲线如图2所示。

2 电路结构设计

仅加一阶补偿，带隙基准电压的温度特性曲线一般为开口向上或向下的抛物线，为了减小带隙基准源的温漂系数，较为有效的方法就是通过增加电压温度曲线极值点的数量来减小基准电压的温漂。文献[13]中提到的分段补偿是通过在高低温阶段注入与温度相关的补偿电流来降低温漂系数，但是补偿电流的产生电路结构复杂，不易调控。文献[14]通过在低温段的电流抽取及高温段的电流注入来减小带隙电压温漂。但在高温阶段同时进行电流的抽取及注入，使得电路较难调试，温漂系数的改变也不是特别理想。

图2 传统一阶补偿共源共栅基准电压的温度曲线

本文设计的带隙基准电压源是在温度曲线为开口向上的传统带隙的基础上进行设计的。曲线开口向上，说明电压值是在两边高中间低。要想使基准电压的温度曲线出现多个极点，可以通过将中间的曲线向上提，或者将两端的曲线向下拉来实现。通过两者的对比发现前者虽然温漂系数得到补偿但是效果不明显，不易于控制。后者补偿明显且易于调整控制。所以本文采用后者，通过电流抽取电路，使两边较高的曲线向下弯，阻止其增大，即可增加新的极点。在高温阶段，基准电压是与温度成正相关的，可以通过注入负温度系数的电流，或者抽取正温度系数的电流，来减小高温阶段的基准电压的温漂。在低温阶段，基准电压是与温度成负相关，同理，可以通过抽取负温度系数的电流，或者注入正温度系数的电流，使得低温阶段的基准电压的温漂减小。通过精确地控制抽取电流的大小，可有效增加基准电压温度曲线的极值点，降低电压源的温漂系数，提高电压源的精度。

本文设计的高阶曲率补偿带隙基准电压源电路如图3所示，分为两个部分：一部分是基准源产生电路，即传统一阶补偿的共源共栅带隙基准源的产生电路，电阻用来为电路提供自偏置电压，从而降低电路的工作电压；另一部分为高阶曲率补偿电路，主要是由NMOS管NM1、NM2构成。

曲率补偿电路的原理就是通过NMOS管的导通在高温阶段和低温阶段抽取相应的电流来减小带隙电压温漂。

通过M9的镜像作用，使流过的电流为PTAT（与温度成正相关）电流，在电阻上产生了正温度系数的电压。在高温阶段，随着温度的升高，电压逐渐增大。而电压的大小决定着NM1的状态。当温度增大到一定值，大于NM1管的开启电压，此时NM1开始导通，并工作在线性区。此时流过NM1的漏极电流将随着温度的升高而增大，即开始通过NM1从总电流中抽取与温度成正相关的电流。这样，基准电压值在高温阶段就不会无限制地增大，而是先增大到一定值再减小。通过NM1管对电流的抽取，基准电压在高温阶段形成了一个新的极值点，实现了二阶曲率补偿，减小了其在高温阶段的温漂。在高温阶段的基准电压为：

式中：D1是流过NM1漏极的电流。

低温阶段补偿通过NM2实现。NM2在整个温度范围内都工作在饱和区。Q4、Q5基极-发射极的电压和足以使NM2工作在饱和区，而且三极管的基极-发射极电压具有负温度系数，从而使NM2的栅源电压具有负温度系数。工作在饱和区且栅源电压为负温度系数的NMOS管产生的漏极电流也与温度呈负相关。由于抽取的电流在刚开始时最大，使得带隙电压在温度最低点时比较小。随着温度的升高，抽取电流逐渐减小，基准电压就随着增大。由于补偿电路是削弱电压的变化趋势而不是完全抵消，所以当带隙电压增大到一定值之后会开始减小，而不是无限制地增大，从而在低温阶段产生了新的极点，实现三阶曲率补偿，减小了其在低温阶段的温漂。此时的基准电压为：

式中：D2是流过NM2漏极的电流。

3 仿真结果与分析

基于0.5 μm CMOS工艺模型下，采用Cadence Spectre软件对本文所设计电路进行仿真，仿真结果如图4、图5所示。

图4的结果表明，在室温27℃下，对电路进行直流扫描，电源电压从0~5 V变化，电路在2.4 V即可正常工作。

图4 基准输出与电源电压的关系曲线

图5 补偿后的基准电压温度曲线

图5为加入补偿的基准电压输出温度曲线。与图2相比，补偿后的温度曲线多了两个极点，即极点A和C。由于在高温阶段，通过NM1抽取与温度成正相关的电流，使得原来的电压在高温部分先上升后下降，形成了新的极点C。在低温阶段，通过NM2抽取与温度成负相关的电流，使得原来的电压在低温部分先上升后下降，形成新的极点A。极点B相当于传统带隙基准源的极点。加入补偿后的带隙基准电压源在–40~+145℃温度范围内的温漂系数为7.28×10–7/℃。

仿真结果表明，电源电压为3 V，温度在–40~+145℃范围时，加入补偿之前，基准源输出电压的温漂为831.57 μV，温漂系数为4.03×10–6/℃，加入补偿后，基准源输出电压的温漂为148.17 μV，温漂系数为7.28×10–7/℃。补偿电路的加入使得基准电压源的温漂系数有了较大的减小。

本文与其他文献的基准电压源性能参数比较如表1所示。由表1可见，本设计电路简单，在传统共源共栅带隙电压源的基础上，增加两个MOS管即可在高低温阶段进行温度补偿，达到降低温漂系数的目的，温漂系数仅为7.28×10–7/℃。

表1 带隙基准电压源性能比较

Tab.1 The performance comparison of bandgap voltage sources

4 结论

本文在传统共源共栅自偏置带隙基准电压源的基础上，增加高低温阶段电流抽取电路，设计了一种高阶曲率补偿低温漂系数的带隙基准电压源。电路结构简单，易于调试控制，极大地优化了温漂系数。在室温27℃下，电源电压2.4 V，电路即可正常工作。在–40~+145℃范围内，基准电压源的温漂系数仅为7.28×10–7/℃。

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（编辑：陈渝生）

Design of a low temperature drift coefficient bandgap voltage reference with high-order curvature compensation

XIA Junya, ZENG Yicheng, CUI Jingjing

(Department of Microelectronic Science and Engineering, Xiangtan University, Xiangtan 411105, Hunan Province, China)

A low temperature drift coefficient CMOS bandgap voltage

ource with high-order curvature compensation was designed. A self-biased cascode circuit structure was used to reduce the working supply voltage. Using the circuit structure of the current extraction, different currents were extracted at different temperatures. A positive temperature coefficient current could be extracted from its output branch in the period of high temperature; on the contrary, a negative temperature coefficient current could be extracted in the period of low temperature. In this way, the voltage reference source has multiple poles in the whole operating temperature range and the goal of lower temperature drift coefficient is achieved. Based on 0.5 μm CMOS process, the results of Cadence Spectre circuit simulation shows that the temperature characteristics are improved greatly in the temperature range of –40℃ to 145℃, and the temperature drift coefficient is 7.28×10–7/℃. The circuit can work properly when the power supply voltage is 2.4 V.

bandgap reference; cascode; high-order curvature compensation; low temperature drift coefficient; high low temperature compensation; current extraction

10.14106/j.cnki.1001-2028.2017.06.018

TN43

A

1001-2028（2017）06-0090-05

2017-03-09

曾以成

国家自然科学基金资助项目（No.61471310）

曾以成（1962－），男，湖南涟源人，教授，主要从事信号处理、LED驱动电路研究与设计，E-mail: yichengz@xtu.edu.cn ；夏俊雅（1992－），女，湖北枣阳人，研究生，研究方向为LED驱动电路研究与设计，E-mail: xiajunya_xtu@163.com ；崔晶晶（1992－），女，河南商丘人，研究生，研究方向为LED驱动电路研究与设计，E-mail: 2496320443@qq.com。

网络出版时间：2017-06-07 13:45

http://kns.cnki.net/kcms/detail/51.1241.TN.20170607.1345.018.html