一种低噪声GaAs HBT VCO的设计与实现

武 岳， 吕红亮， 张玉明， 张义门

(西安电子科技大学 微电子学院，陕西 西安 710071)

近些年，随着对短距离高速无线通信系统需求的不断增加，工作在K波段(18～27 GHz)的射频集成电路得到了快速发展[1]．K波段应用领域非常广泛，例如: 美国联邦通讯委员会定义的工业科学医疗(Industrial Scientific Medical，ISM)波段主要是开放给工业、科学和医学三大机构使用，其中心频率为 24 GHz 的ISM波段专门用于千兆比特无线系统、无线传感器网络、点对点通信 (18～ 23 GHz) 以及短距离 (22～ 27 GHz) 防冲撞车载雷达系统等．

压控振荡器(Voltage Controlled Oscillator，VCO)作为通信和雷达收发系统的关键模块，一般用在锁相环(Phase-Locked Loop，PLL)频率合成器中[2-3]，VCO设计的好坏直接影响PLL甚至整个系统的性能[4]．通常，考量VCO好坏的性能指标有相位噪声、频率调谐范围、直流功耗以及输出功率等．其中，相位噪声和频率调谐范围是VCO最重要的两个性能指标．由于二者存在制约关系，很难同时做到最好．但是由于目前持续增长的个人无线通信市场对新一代高带宽射频前端设计提出了更严苛的要求，所以目前双极型K波段VCO设计的主要难点就是，如何在不牺牲调谐范围的情况下又能够让电路具有低的相位噪声，这对射频电路设计者们提出了更为严峻的挑战．

文中设计的VCO采用砷化镓(Gallium Arsenide，GaAs)异质结双极型晶体管(Heterojunction Bipolar Transistor，HBT)工艺，此工艺没有专门的变容二极管，所以只能选择普通的二极管作为变容二极管，而这样会使VCO的调谐范围受限．此外，笔者也考虑过采用互补金属氧化物半导体(Complementary Metal-Oxide-Semiconductor，CMOS)工艺中常用开关电容阵列来实现宽调谐，但是发现这种方法采用GaAs HBT工艺并不容易实现．所以在此工艺下想要实现较宽的调谐范围就必须使用更多的二极管组成变容阵列，但是这也将导致VCO的相位噪声升高．此外，当谐振回路出现较大的振荡摆幅的时候，在部分振荡周期内二极管会出现正向偏置的情况，这也会导致谐振回路中电容的品质因数减小，导致VCO的相位噪声进一步降低[5]．为了解决此问题，文中采用了改进的π形反馈结构来提高谐振回路的品质因数，降低双极型工艺中二极管对相位噪声的影响，能够在不牺牲调谐宽度的情况下让电路具有较低的相位噪声．

1 K波段π形反馈结构VCO设计

文中的设计目标就是在不牺牲调谐范围的情况下实现较低的相位噪声，为了能更好地改善噪声性能，需要对VCO的噪声进行分析．常见的Leeson相位噪声经验公式为

(1)

图1 VCO电路结构

由于VCO中晶体管采用共射极放大组态，会产生180°的相位偏移．为了能满足振荡条件，一种是采用交叉耦合[6]结构来补偿相位; 另外一种是采用π形网络结构来补偿相位．文献[7]中所采用的π形反馈网络电容会阻挡直流通路，偏置网络也过于复杂; 与文献[7]相比，文献[8]中的π形结构工艺敏感性更低，偏置网络更加简化，虽然高频处的谐振网络品质因数得到了很好的改善，但是由于晶体管集电结电容相对固定，在设计的时候还是存在一定的局限性，并且电路在品质因数和噪声性能方面仍有提高的空间．文中对文献[8]中的结构进行改进，改进后的π形反馈VCO的单端电路基本拓扑结构如图1(a)所示，其中HBT器件采用共射极结构，该网络由电阻Rin、电阻R1、电感Lb、电感Lc以及额外引入的电容C1和电容Cbc构成．由于有源器件自身的负载会对谐振网络产生影响，这里用Rin来表征，R1是谐振网络的等效电阻．电容Cbc是晶体管的集电结电容，电容C1并联在晶体管集电极以及基极之间，在保证振荡频率不变的情况下，适当改变电感Lb和Lc的大小，与普通的π形结构相比，可以有效地提高谐振回路的品质因数，降低VCO的相位噪声．

图2 改进的π形网络模型

为了减少电路的共模噪声，提高环路增益，文中采用差分结构实现低噪声VCO，如图1(b)所示．晶体管(Q1和Q2)采用共射极结构，整个变容阵列由4个二极管Ctune组成，可有效增大电容值．因此，在额定的控制电压的变化下，可以达到更宽的调谐范围．

这种等效方法一般是在接近谐振频率的范围内是成立的，让Rp与Cp的并联部分与Cs和Rs的串联部分阻抗相等，可得

(2)

令实部和虚部分别相等，则有

由于串联部分和并联部分是等效的，品质因数肯定也是相等的，所以存在q=ω0CpRp= 1ω0CsRs．综上可得，Rs和Cs的表达式为

由于等效关系，图2(a)电路的品质因数值与图2(b)中的相等．令L=Lb+Lc，图2(b)中串联谐振网络的品质因数为

(7)

由于q2远大于1，所以1+q2≈q2，可以得到改进的π形网络的品质因数公式为

q=[(Lb+Lc)Lb]2Rin‖R1(C1+Cbc)(Lb+Lc)1/2．(8)

品质因数大小主要由[(Lb+Lc)/Lb]2和(C1+Cbc)(Lb+Lc)1/2两部分决定．引入C1，并且令工作频率保持不变，可让Lc不变，Lb减小，则 (C1+Cbc) (Lb+Lc)1/2的值增大; [(Lb+Lc)/Lb]2可以进一步改写成 [1+ (LcLb)]2，由于Lc不变，Lb减小，则 [(Lb+Lc)Lb]2这一项的值也是增大的．所以文中采用的改进结构品质因数会更高．由此可以说明，与普通的π形结构相比，文中采用的结构可以通过提高品质因数来进一步降低VCO的相位噪声．

图3 VCO芯片显微照片

2 测试结果与分析

利用安捷伦公司的Advanced Design System软件对VCO电路进行原理图仿真．在前仿真结果满足要求的情况下，按照 1 μm GaAs HBT工艺，利用Cadence软件完成电路进行版图设计，之后进行电磁仿真，通过后仿真结果来修正版图布局和走线．最终在台湾稳懋半导体公司 1 μm GaAs HBT工艺下进行了流片．芯片显微照片如图3所示，整个芯片尺寸为 0.7 mm× 0.7 mm，芯片中所有的元器件的位置都按照对称原则来设计，这样输出信号就不会受共模噪声的影响．

图4描述的是控制电压为-2.6 V下VCO的输出信号频谱，在输出端上测得的最大输出功率为 -1.68 dBm．VCO的振荡频率随输入电压变化的曲线如图5所示，当输入电压在 -5 V 到 0 V 之间变化的时候，调谐范围为 23.123 GHz 到 23.851 GHz 之间，这说明通过对谐振回路中Lc、Lb、C1和Ctune值进行优化,不仅满足了工作波段的要求又实现了较宽的调谐范围，证明了设计方法的正确性．

图4 VCO的输出信号频谱图5 振荡频率随输入电压(负电压)变化的曲线

为了验证文中采用的改进的π形结构在优化噪声方面的优势，在仿真阶段另外搭建了与文献[8]相同的π形结构VCO，这两款电路在工作频率、调谐范围以及输出功率方面基本一致，通过电磁(ElectroMagnetism，EM)仿真可以对比二者在相位噪声方面的差异．图6(a)为不同偏置电压下改进的π形结构和与文献[8]相同的π形结构VCO的相位噪声后仿真结果．当控制电压在 -5 V 到 -1 V 变化时，文中的VCO相位噪声大小基本维持在 -110 dBc/Hz @ 1 MHz; 当控制电压为 0 V 时，相位噪声为-106.806 dBc/Hz @ 1 MHz．当控制电压在 -5 V 到 0 V 变化时，与文献[8]相同的π形结构VCO相位噪声大小基本维持在 -102 dBc/Hz @ 1 MHz ．通过仿真结果对比可以得出，改进的π形结构能够进一步提高谐振回路的品质因数，从而减小相位噪声．当控制电压为 -3 V 时，芯片的相位噪声测试结果为 -103.12 dBc/Hz @ 1 MHz，如图6(b)所示．

图6 π形反馈VCO相位噪声后仿真和测试结果

表1列举出了目前已报道的多款VCO电路和文中的VCO电路性能指标，经过对比可以看出，文中所设计的GaAs HBT VCO通过提高谐振回路品质因数的方式，在相对较宽的调谐范围下实现了较好的噪声性能．

表1 文中所实现的VCO与参考文献性能对比

3 结 束 语

文中设计了一款采用1 μm GaAs HBT的K波段VCO，该电路采用差分改进π形反馈网络来实现低噪声性能．芯片的测试结果表明: 相位噪声为 -103.12 dBc/Hz @ 1 MHz，调谐范围为 23.123 GHz～ 23.851 GHz，尾电流大小为 12 mA，电源电压为 -6 V，最大输出功率为 -1.68 dBm．文中采用的改进π形结构，与普通的π形结构相比，能够更好地提高谐振回路的品质因数，降低双极型工艺二极管对压控振荡器相位噪声的影响，在不牺牲压控振荡器调谐宽度的情况下实现低的相位噪声，满足了目前持续增长的个人无线通信市场对新一代高带宽射频前端关键模块设计所提出的要求．

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