基于移相全桥的两级式交错并联DC/DC拓扑研究

王 鹤， 褚 渊， 黄 堃， 张若思， 苏子云

(1.国网(北京)综合能源规划设计研究院有限公司，北京100052；2.国网电力科学研究院有限公司，江苏南京211106)

电动汽车以环保、节能的优点得到了广泛研究和快速发展，其中电动汽车充电器是电动汽车研究与开发的重要组成部分[1]。如何实现电动汽车的快速、安全、高效充电是当前研究的热点问题。移相全桥DC/DC 变换器可实现软开关和大功率能量转换，适用于电动汽车充电领域[2]。本文设计的5 kW 两级式移相全桥DC/DC 变换器采用交错并联控制，可以减小变换器输出电压的脉动，减少变换器的体积和质量。

1 工作原理

1.1 两级式DC/DC 变换器的组成

图1 两级式交错DC/DC 变换器

两级式DC/DC 变换器由移相全桥电路和降压电路组成，其结构框图如图1 所示。前级采用的是移相全桥电路，移相全桥占空比为0.5，变压器电压比为1∶1.2。在本文的两极式DC/DC 变换器中，移相全桥电路输出的直流电压为降压电路的输入电压，后级降压电路为闭环控制，通过调整降压电路的占空比，可以使输入电压发生变化时输出电压保持稳定。本系统采用两路参数相同的两级式DC/DC 变换器进行交错并联控制来减小电流纹波，提高工作效率。

1.2 移相全桥电路的拓扑结构

全桥拓扑结构常用于满足高压、大功率，并且输入和输出在电气上实现完全的隔离。移相全桥变换器不同于普通全桥的是将谐振电容并联于各个功率管之上。如上所述，电容C1至C4分别为功率管Q1至Q4上并联的谐振电容，其中C1=C2，C3=C4，Lr为谐振电感。谐振电容在功率管断开时使开关电压由零升高，从而软开关得以实现，大幅度减小了开关损耗。功率管开通后，电容C1至C4与谐振电感Lr发生谐振，此时功率管电压为0 V，即零电压开通，降低开关损耗。

另一方面，前级的两路参数相同的移相全桥电路由于采用了交错并联拓扑，故两路的输入电压相同，设计第二路的驱动电压相位滞后于第一路90°，输出经过滤波电感再连接到后级变换器。后级的两路交错并联Buck 中第二路的驱动电压滞后于第一路180°。

如图2 所示，移相全桥在一个开关周期内有16 种模式。由于移相全桥拓扑结构具有对称性，本文只需对周期的前半部分进行分析。

图2 移相全桥电路的模态分析

在模式1(t0～ t1)中，开通功率管为Q1和Q4，变压器的一次电压UAB等于输入电压Uin，二次输出电感L 和输出电压耦合到一次侧。

在模式2(t1～ t2)中，功率管Q1在时间t1时实现零电压开关(ZVS)关断，此时初级电流流过电容Cs1和Cs2。直到t2时刻，变压器的一次电压降至0。在变压器二次侧大电感的影响下，一次电流基本不变。

在模式3(t2～ t3)中，当t2时刻二极管Ds2导通时，初级绕组中电流的变化率如下：

式中：dIp/dt 为原边电流变化率；Uo为输出电压；Lik为变压器原边电感；Lo为降压电路电感；n 为变压器匝比。

在模式4(t3～ t4)中，在t3时刻，功率管Q4实现ZVS 关闭。在t4时刻，变压器一次侧电压UAB逐渐下降到-Uin。二次侧二极管D2、D3是受负压导通的，但二极管D1、D4不能立即关断，所以变压器二次绕组短路。

在模式5(t4～ t5)中，在t4时刻Ds3导通，变压器的一次电流如下：

在模式6(t5～ t6)中，t5时刻，次侧电流反向增加，输出电流逐渐减小，变压器再次在两侧耦合。

2 变换器建模及控制器的设计

2.1 变换器的小信号建模

建模之前，首先对所研究的变换器进行如下假设：(1)所有器件都是理想器件；(2)所加扰动全都是小信号扰动；(3)滤波器的转折频率设置为远远小于变换器的开关频率。前级变换器等效电路如图3 所示。

图3 前级变换器等效电路

将变换器应用的基波分量进行近似替代，获得原边逆变桥中点电压VAB的基波分量：

式中：Vin为输入电压。

逆变桥输出电流IQ的基波分量：

逆变桥的输入功率和输出功率满足能量守恒定律，故可推算出原边输入电流平均值为：

变压器原边电压以及原边电流分别为：

式中：Vo为输出电压。

相同方法下，可以推算出经过整流桥后的输出电流平均值为：

故可得逆变桥输入电流、输出电压，以及整流桥输入电压、输出电流的稳态表达式，施加一小扰动，不考虑二阶扰动项，使：

式中：ωs为开关角频率；Lm为励磁电感；Lr为谐振电感；Cr为谐振电容；Ip为变压器原边电流。

则逆变桥输入电流、输出电压，整流桥输入电压、输出电流小信号表达式如下：

据此可得到逆变桥和整流桥的小信号模型如图4 所示。

图4 小信号模型

2.2 变换器的拓扑结构和控制策略

降压电路的输出电压根据功率管占空比的变化而变化。两级DC/DC 变换器的控制策略如图5 所示。图中：Udc为输出直流电压；Ibat为输出电流；Udc*为参考电压；Ibat*为参考电流。直流电压环作为外环。Udc*和Udc之间的差作为直流电压外环中PI 控制器的输入。Ibat*和Ibat之间的误差作为电流环中PI控制器的输入。当输入电压增大时，降压电路中功率管的占空比减小，输出电压减小；反之，当输入电压减小时，占空比增大，输出电压增大。

图5 两级交错式DC/DC 变换器的控制电路

2.3 交错并联控制技术

交错并联控制技术，即在相同调制波下，当变换器2 的载波滞后于变换器1 的载波180°时，变换器2 的驱动脉冲将滞后于变换器1 半个开关周期，两处脉冲的占空比大小相同。

总输出电流是变换器1 和变换器2 的输出电流之和。由于变换器2 的驱动脉冲滞后于变换器1 的半开关周期，因此变换器2 的输出电流纹波滞后于变换器1 的输出电流纹波。当变换器1 的输出电流上升时，变换器2 的部分输出电流处于下降阶段。总电流纹波可以抵消彼此的一部分；当占空比为0.5 时，变换器1 与变换器2 的电流纹波相反，能够完全抵消。

图6 中显示了交错并联电路的关键波形。从i1、i2所得到的io波形可以看出电容器的波纹电流频率增加。

图6 交错控制方法示意图

采用交错并联主要有3 个优势：(1)减少输出电流波纹，降低滤波器电容器的容值；(2)使输入电流的波纹频率加倍，提高等效开关频率，减少储能电感器的体积；(3)有效地提高了逆变器的稳定性和系统的冗余度。

在本文中，两路移相全桥的驱动脉冲占空比为0.5，而第二路移相全桥的驱动脉冲滞后于第一路移相全桥的驱动脉冲90°。在降压电路中，两个功率管的占空比相同，而第二路的驱动脉冲相位滞后于第一路180°。降压电路的输出电流是波动的。当第一路降压电路的输出电流上升时，第二路降压电路的输出电流控制在下降阶段，从而实现了减小电流纹波的目的。

3 仿真结果

两级式变换器由隔离的移相全桥变换器和非隔离的Buck 变换器构成，移相全桥变换器仅起电气隔离和电压匹配作用，Buck 变换器可通过改变占空比调节输出电压，该控制方案可以将两部分分别优化设计，同时两级式的结构也更适用于大变比变换的场合。基于Matlab/Simulink 软件环境进行建模仿真，将输入电压设为750 V，输出电压设为400 V，谐振电感13 μH，谐振电容320 pF，变压器变比1∶1.2，输出负载100 Ω。

变压器一次绕组和二次绕组的电压如图7 所示，降压电路中开关的输出电压、输出电流和占空比如图8 所示。

4 实验结果

为了验证分析和理论的正确性，设计了一台5 kW 的实验样机。实验参数如下：Pmax=5 kW；Ubus为550～700 V；Udc为250～550 V；Lr=13.8 μH；电流环PI 参数设置为P=0.5，I=25；电压环PI 参数设置为P=1，I=25。

图8 仿真中的输出电流、输出电压和占空比

4.1 交错并联变换器关键实验波形

以功率管Q4为例，两路移相全桥功率管的驱动电压波形如图9 所示，占空比为0.5，功率管Q4’的驱动波形相位比功率管Q4滞后90°。

图9 Q4和Q4’的驱动电压波形

功率管Q4的Ugs和Uds波形如图10 所示。由实验波形可以看出，在功率管导通之前电压已经降到0。电流流经反并联二极管，即为零电压开关。

图10 Q4的Ugs和Uds波形

后级的两路降压电路中功率管的驱动波形如图11 所示，占空比D=0.97，第二路功率管的驱动波形相位滞后于第一路功率管180°。交错并联变换器前级波形和后级波形分别如图12、图13 所示。

图11 交错并联降压器驱动电压波形

图12 交错并联变换器前级波形

图13 交错并联变换器后级波形

系统达到满负荷运行时，输出电压是500 V，输出电流是10.6 A，稳态输出电压如图14 所示。

图14 满载时的输出电压波形

电流纹波情况如图15 所示。图15(a)为交错并联前两路降压电路的输出电流，此时电流纹波为2 A；图15(b)为两路交错并联后的总输出电流，此时输出电流纹波减小到1 A。

图15 满载时的输出电流波形

4.2 负载阶跃响应波形

通过动态突加突卸负载实验来验证本文建立的小信号模型及补偿器是否准确，以及测试整个系统的动态性能。

突增负载和突卸负载的实验结果如下。图16(a)为半载切换至满载的波形，图16(b)为从满载切换至半载的波形。在控制过程中，最大调整时间为200 ms。

通过动态突加突卸负载实验的波形，发现额定输入电压下，突加突卸负载，输出电压几乎没有变化，由此可以证明控制器参数设计的合理性，即在额定输入电压下能够满足整个系统的动态性能指标需求。

4.3 效率曲线

可以从效率来判断性能的好坏，故本文在额定输入电压以及不同负载下测试了变换器的效率。在1、2、3、4、5 kW 的不同功率水平下，效率分别为93.5%、94.2%、95%、95.8%、94%。由此可以看出，本文所研究的两级式变换器在不同负载情况下的效率均能保持在95%左右，证明了参数设计方法的合理性。

5 结论

本文提出了并联型DC/DC 全桥与降压型变换器拓扑相结合的控制策略，利用移相全桥控制技术和交错并联控制技术，降低了原副边电流纹波，并结合软开关设计技术，提高系统效率。同时，变换器级联系统在电压增益优化分配条件下，实现了系统的高频磁隔离功能。设计了一台5 kW 的变换器实验样机，其前级通过开环控制、移相全桥占空比为0.5的移相控制实现软开关；后级闭环控制的降压电路是将直流电压环作为外环、输出电流环作为内环的双PI 控制的控制策略，通过调节占空比，可以改变输出电压。通过Matlab/Simulink 对原理及控制策略进行了仿真分析，并研制实验样机，验证了软开关的实现及采用交错并联控制可以减小变换器输出电压的脉冲，减少变换器的体积和质量。