大功率UPS系统中宽增益DC/DC变换器的研究

刘禾雨，虞云翔，薛 军，郭 涛

（国网江苏省电力公司检修分公司，江苏 南京 210000）

0 引言

不间断电源（Uninterruptible Power Supply，UPS）作为一种常用的电源设备，拥有多路电能输入源，因其极高的供电稳定性在多种领域得到了广泛的应用［1］，其中不乏有大功率需求的应用场景，比如变电站、航空航天、通信等。以变电站为例，变电站中通常有很多重要负荷，这些负荷承担了维持电网稳定运行的重责，一旦失电将会造成巨大的经济损失［2］；另外这些负荷的功率需求很大，小功率电源难以承担。作为后备电源的蓄电池组的容量大小关系到应急状态下UPS 系统可以维持使用的时间，而单一蓄电池的电压和容量较小，往往需要多重的串并联来匹配UPS 系统内部直流母线的电压和功率［3］，如图1所示。这种数量巨大的电池串并联结构会带来两个问题：一是增大了系统整体的体积和成本；二是过多的串联会降低系统供电的可靠性，一旦蓄电池组原有的保护机制因出现故障而不能可靠作用，此时组内单一电池的瘫痪也将会使整个串联支路失去作用［4-5］。

图1 应用于UPS系统的蓄电池组

1 UPS系统结构

UPS 系统的组成结构如图2 所示［6-7］。传统的UPS 系统主要以主电输入、旁路输入和蓄电池组等作为电能来源［8］。其中，主电输入作为主要的功率源，其特性不宜直接与用户负载相连，需要经过整流器和逆变器作用后得到与用户负载相匹配的电特性，以便进行连接［9］；旁路输入虽然可直接用于供电，但其可提供的功率较小，一般只作为备用；蓄电池组由主电源进行充电，放电时经逆变器作用向负载供电［10-11］。为了解决蓄电池串并联数量多引起的稳定性和体积成本问题，在传统的结构的基础上，将所提的宽增益DC/DC 变换器连接于蓄电池组与逆变器之间，用于提高直流电压，减少蓄电池组的串联数量；同时可以稳定地调节蓄电池组的直流输出电压，改善电能质量［12-15］。

图2 UPS系统结构

所提出的拓扑与现有的几种高增益类型直流变换器拓扑的比较如表1 所示，其中，d为调制度，U0为输出电压。相比传统直流变换器，所提拓扑在增加几个二极管数量的前提下，极大地提高了电压增益，同时扩展了电压增益的实际可工作范围，此外将功率器件的电压应力全部降至输出电压的1/3。传统型直流变换器虽然使用的功率模块数量较少，但在电压增益和器件承受的电压应力方面存在劣势［16］。文献［17］中的拓扑结构借助了变压器线圈，虽然理论上可以实现极高的增益，但实际应用当中会受到隔离型器件成本提及的限制；文献［18］中的拓扑结构理论上达到10 倍电压增益需要工作在调制度d=0.8 的工况下，考虑到损耗实际需要的调制度会更高，属于极端调制度的情况，不利于功率开关的稳定工作。所提变换器拓扑在10 倍电压增益时理想调制度仅为0.7，功率模块的最大电压应力相比其他三种拓扑也具有优势，且试验效率较高，适用于对电压增益有宽变化范围要求的场合下。

表1 所提拓扑与几种现有高增益变换器的比较

常见的基础结构DC/DC 变换器受制于自身结构，在电压应力与电压增益上都存在劣势。此外，现实工况下的占空比可变范围也会被寄生参数限制，因此不适于应用在有宽增益需求的场景［19］。针对上述问题，所设计的宽增益DC/DC 变换器通过改善自身拓扑结构，同时具备了宽增益与低电压应力双重特性，并以仿真和试验结果验证了其可行性［20］。

2 变换器工作原理

2.1 变换器拓扑结构

所设计宽增益DC/DC 变换器的拓扑结构如图3所示。图中，Q1为有源功率开关，D1—D5均为功率二极管，L为变换器的储能电感，C1—C5为变换器的储能电容，同时起稳压的作用。模拟蓄电池组的输入电源为Uin，输出侧Uo和R分别为输出电压和负载。

图3 变换器拓扑结构

2.2 变换器工作状态

根据变换器的控制策略周期性地将其工作状态分为两种，如图4所示。

图4 变换器工作状态

1）图4（a）所示为变换器的工作状态1，在功率开关Q1导通时，该状态下共有3个电流回路：输入电源Uin通过Q1向储能电感L充电；电容C3通过Q1和功率二极管D5向电容C2充电；电容C4通过Q1和功率二极管D2向电容C5充电。

2）图4（b）所示为变换器的工作状态2，在功率开关Q1关断时，该状态下共有3个电流回路：输入电源Uin和储能电感L作为输出源，经功率二极管D1共同向电容C4充电；此外Uin和L又经功率二极管D4向电容C3充电；Uin和L与电容C5串联，经功率二极管D3同时向电容C1充电。

2.3 电压增益计算

将功率开关在一个开关周期T内的导通和关断时间长度分别表示为dT和（1－d）T，根据伏秒平衡法则将储能电感L进行分析计算，得到两个时间段的电压平衡关系为

式中：UC4为电容C4的电压。

将变换器两个工作状态下的各个电容的电压应力关系进行分析可得：

式中：UC1为电容C1的电压；UC2为电容C2的电压；UC3为电容C3的电压；UC5为电容C5的电压。

结合伏秒平衡法则和电容电压关系即可得到电压增益为

2.4 功率器件电压应力计算

基于上述电压增益的计算，结合各功率器件的电压应力分析，可以进一步计算功率开关Q1的电压应力为

各功率二极管的电压应力为

变换器中各电容的耐压应力值为：

3 变换器样机设计策略

3.1 电压闭环控制策略

由于UPS 系统对内部直流电压准确性有一定的要求，变换器采用了基于PI的电压闭环控制策略，其控制原理如图5 所示。参考电压与经过传感器采样得到的测量电压作差，得到电压偏差量，经PI调节器作用，将信号传递给PWM 控制器，进一步发出控制功率开关通断的控制信号，最终得到理想的输出电压值，同时传感器继续对输出电压进行采样，作用于下一个循环过程。

图5 PI电压闭环控制原理

经过对试验样机的闭环功能调试，得出试验样机的PI 参数为：比例系数Kp=0.004，积分系数Ki=0.000 3。

3.2 试验样机器件选型及参数设计

样机试验对于验证变换器理论分析的可行性十分重要，本次样机试验的参数设计为：输入电压Uin可变范围20～50 V；输出电压Uo为200 V；开关频率fs为20 kHz；样机额定功率500 W；等效负载电阻为80 Ω。

根据设计参数，本次样机设计所用的器件选型为：输入电源为0～60 V 可调开关电源；控制器选用DSP，其型号为TMS320F28335；功率开关Q1型号为IRFP4568PBF；功率二极管D2—D5型号均为60CPQ150；电容C1为220 V/100 μF 的电解电容，电容C2—C4为160 V/150 μF 的电解电容；电感L 的电感值为200 μH。

4 试验结果分析

变换器的试验样机如图6 所示。样机试验结果分析所选取的试验条件为：Uin=30 V，Uo=200 V。

图6 试验样机

在该试验条件下电感电流iL和功率开关Q1的电压应力波形如图7所示。Q1导通时电压应力为0，此时电感L处于蓄能状态，通过其的电流逐渐增大；Q1关断时加在其两端的电压应力约为67 V，恰好是输出电压Uo的1/3，验证了上述关于Q1电压应力计算的正确性。

图7 电感电流iL与功率开关Q1电压应力波形

为了验证PI 电压闭环控制策略的有效性，模拟输入电压不断变化的情况下变换器维持输出电压稳定的能力。如图8 所示，输入电压由50 V 连续降至20 V，此时输出电压维持200 V 不变，过程中电压增益由4倍增大至10倍。由此可见该变换器可以承受输入电压带来扰动的同时维持直流输出的电特性，具备宽增益特性和较宽的变压范围。

图8 输入电压由50 V变化到20 V条件下的动态试验波形

试验样机的效率测量在Uin=30 V，U0=200 V 的试验条件下进行，3 种不同输出功率（P0=200 W/300 W/500 W）下的效率曲线如图9 所示。由图9 可知，样机工作效率未随输入电压Uin的改变而产生明显的变化，而是随输出功率P0的上升而得到提高。由此可见影响样机效率的损耗主要为固定损耗，随功率的升高而较小，因此适当提升功率有利于获得较高的能量转换效率。试验测量得到的最高效率为94.8%，最低为92.6%。

图9 不同输入电压下的变换器效率

5 结语

基于变换器工作原理、样机策略和试验结果的分析计算，提出并设计了一种应用于大功率UPS 系统中的宽增益DC/DC 变换器。试验验证了所提变换器具有至少4～10 倍的较宽变压范围，在电压闭环控制策略的作用下，变换器可以在输入电压发生波动时提供稳定的输出电压，同时维持了较高的能量转换效率。后续的工作将围绕如何进一步改善变换器的控制效果进行，例如引入预测控制和前馈控制等，提高UPS系统工作的可靠性和稳定性。