GaAs HBT低噪声放大器的Pspice模型预测与分析

吴健煜， 吴建飞,†， 杜传报, 毛从光, 郑亦菲， 张红丽

(1. 国防科技大学 电子科学学院， 长沙 410073； 2. 天津先进技术研究院， 天津 300459 ； 3. 西北核技术研究所， 西安 710024)

随着射频放大器工作频率的提高，对放大器低噪声和高线性的需求也随之增加。GaAs 异质结双极型晶体管(heterojunction bipolar transistor，HBT)具有截止频率高、电流增益大及噪声低等优势，以GaAs HBT 为放大单元的低噪声放大器(low noise amplifier ，LNA)被广泛应用于航空、航天及电子信息等领域[1-3]。

建立射频器件仿真模型，能提高电路设计的成功率，也有助于对射频系统进行电磁稳定性分析,提高系统的稳定性[4]。传统的集成电路建模方法是首先通过矢量网络分析仪测试出芯片内部参数，然后结合基础模型进行数据匹配，得到相应的电路模型。该建模方法操作方式简单，只需按照已知的结构，通过测量用四端口网络，将待测器件内部阻抗进行等效，然后将测试结果进行参数换算即可得到相应的模型[5-8]。但该方法对待测芯片的封装有一定要求，测试各端口需与内部待建模器件直接相连，不能进行阻抗自匹配，否则散射参数测量和后续阻抗推算都无法进行。

1 建模思路和模型选取

本文选择一款GaAs HBT LNA进行建模，该芯片采用SOT89封装，由于端口进行阻抗自匹配，无法利用矢量网络分析仪提取散射参数。本文利用放大器在不同外加电压的条件下测量出的I-V曲线，分析出放大器内部器件的通路情况，推算本征与寄生参数，然后利用Pspice确定参数对增益的影响，并通过增益曲线调整拟合得到最终模型。

1.1 建模思路

图1为RF公司的RF3376 LNA在工作条件下的外部电路示意图。芯片内部没有专用的电源偏置网络，放大电路所需要的工作电压须由外部电源直接提供，因此芯片外围电阻与内部已有电阻共同构成放大器的电源偏置网络。

对模型参数的提取可分为2个步骤：(1)对电源偏置网络中晶体管外部的电阻进行参数提取与计算；(2)对晶体管内部参数进行参数提取和预测。

当晶体管工作在线性放大区时，放大性能由静态工作点决定[9]，因此，需在静态条件下提取静态参数，包括芯片内部集成的非HBT管的固定参数和影响晶体管静态工作点的本征参数；然后在动态条件下，根据放大性能的频率响应与增益特性，动态提取晶体管内部的部分寄生参数和受频率影响的晶体管本征参数。

1.2 模型选取

图2为RF3376 LNA芯片增益曲线。由图2(c)可见，当频率为6 GHz时，芯片增益能稳定在12 dB左右，属于正向增益，可判断出HBT管在频率为DC～6 GHz时均处于线性工作区内[9]，所以建模过程需以放大器的小信号模型为基础展开。

图3为BJT(bipolar junction transistor)小信号模型，虚线框内的参数为晶体管的本征参数，虚线框外的参数为晶体管的寄生参数[6,9]。由于HBT是以BJT为基础模型添加了不同的材料的异质结，提高了漏极电流[1-4]，因此，参数预测和提取基础模型可以BJT的小信号模型为基础。

由图2(a)可见，当频率为30 MHz～1 GHz时，芯片的增益相对稳定，为20 dB左右。结合文献[5-14]，对GaAs HBT管参数提取过程中确定参数时，由于Lb，Lc，Le，Cbc，Rb，Rbb等寄生参数对频率的响应较小，主要影响全频段的增益或对整体的增益衰减起轻微的滤波作用，因此可忽略，能一定程度上简化建模过程。同时也可忽略原先管脚寄生参数中的寄生电感和寄生电容。RF3376 LNA芯片内部电路结构如图4所示。由图4可见，芯片放大网络由一个共射放大电路和一个共集放大电路级联，并接入反馈电阻和分压电阻而成。对双极型晶体管的小信号模型的结构进行等效后，结合上述分析和已有的电阻所在位置可推测出芯片模型，如图5所示。

由图5可见，芯片由2个双极型晶体管按文献[4]中描述的模型结构直接级联而成，再按照连接方式接入相应电阻。首先参考文献[4-12]中器件相关参数的量级选取参数，然后根据仿真结果进行调整。

2 参数提取与预测

根据1.1节芯片模型参数的提取和估计分为静态参数提取和动态参数估计2个步骤。芯片在不同外部条件下形成各种阻抗网络组态，造成多种电流通路，进行逐个分析后提取静态参数。动态参数的估计分成2步：(1)明确需估计参数的种类并确定量级；(2)分析对应参数对增益影响的趋势，调整参数实现对整体增益曲线的拟合。

2.1 静态参数提取

结合实际测试结果，能通过实验提取的静态参数有R1,R2,R3,Rbe，Gm。首先对IN-GND、OUT-GND和IN-OUT施加外部电压，随着外部电压的变化，会形成不同通路，分析出通路结构同时对参数进行提取。电压从-1.5 ～1.5 V进行步进，步长为5 mV，得到实测I-V曲线，如图6所示。

图6中斜率的变化是由外部电压变化导致通路变化而引起的。其中：图6(a)斜率的倒数分别为800 ，3 000，200 Ω；图6(b)斜率的倒数分别为200，4 000，500 Ω；图6(c)斜率的倒数分别为770，120 Ω。

通过分析阻抗、电压和电流变化趋势，可分析出内部形成了不同通路。图7为不同阻抗条件下，可能存在的各种通路情况。

结合图7，可得到

(R3+R2)∥R1=800 Ω

(1)

R1∥[(R3∥Rbe2)+Rbe1]=200 Ω

(2)

(R1+R2∥Rbc1)∥(R3+Rbc2)=200 Ω

(3)

R1+R2=4 kΩ

(4)

R2+{R1∥[Rbe1+(Rbe2∥R3)]}=500 Ω

(5)

R2∥Rcb1=770 Ω

(6)

R2∥Rbc1=120 Ω

(7)

由式(1)-式(7)可计算出R1=3 kΩ，R2≈1 kΩ，R3=73 Ω，Rbe1=Rbe2=190 Ω。

图8为放大器实测电压示意图。

根据上述计算出的固定电阻，通过对RF IN和RF OUT 2个管脚在无输入且通电条件下对电势测量，可计算出Gm。放大器电流放大系数β会随频率的改变而出现一定程度的变化，表示为[7]

(8)

其中：ΔIC和ΔIB分别为集电极c1电流和发射极e2电流的变化；Vbe和Rbe(f)分别为基极与发射极之间的电压和电阻。由式(8)和实际测量出的数据可计算出Gm，表示为

(9)

IA+IB=35 mA

(10)

IA=Vbe1×Gm=(Vbe-Vbe2)×Gm

(11)

IB=Vbe2×Gm=(IA×R3)×Gm

(12)

其中；IA为发射极e1电流；IB为发射极e2电流。由式(10)-式(12)可得，Vbe×Gm=35 mA，且Vbe=2.51 V，即Gm=0.013 9 S。

由于稳压电源的电流显示部分有效位数的问题，以IA+IB=36 mA为式(10)再次计算，得到Gm=0.014 3 S，取平均后得到Gm=0.014 1 S。

2.2 动态参数预测

动态参数估计是将模型中的参数分类后逐个调整，寻找每个分离元件对仿真结果的影响，然后确定参数。由于2个HBT在生产过程中采用了统一的生产工艺和材料，所以在建模过程中可假设拥有同一种参数，则可将参数研究分成4组，如表1所列。图9为不同参数对增益模拟曲线的影响。由图9(a)可见，L1-1和L2-1取值对高频增益影响比较大，且随着电感取值越大，受影响的频率越高；由图9(b)可见，Cbe1和Cbe2取值越大，对高频增益的衰减越明显，同时也使中低频的增益越高；由图9(c)可见，Cbc1和Cbc2的取值越大，对各频率的增益越大，且频率越高增益衰减越小； 由图9(d)可见，L1的取值越大，对低频增益提升越明显；由图9(e)可见，L1-2和L2-2的取值越大，高频增益衰减越大。

表1 建模元件分类

明确了参数变化对增益形成的影响后，后续通过改变参数，将仿真曲线对实际曲线进行拟合，就可预测或估计动态参数。

3 仿真与实测结果对比

在2节中确定了4类参数对增益的影响，后续通过对比实际测量的增益曲线对参数进行调整。通过对增益曲线的分析，可确定频率为30 MHz～2 GHz时，芯片的增益大于20 dB，且增益曲线起伏小于2 dB；当频率小于30 MHz或大于2 GHz时，增益呈线性衰减。因此，在增益曲线拟合时，只需考虑参考部分频点的增益和整体增益的趋势，可在保证预测估计准确性的同时降低工作量。经过参数预测估计及测试得到的电路模型如图10所示，通过仿真得到的参数如表2所列。

表2 建模得到各个元件参数

结合2.2节中参数对电路增益影响的分析和文献[5-8，10]中对HBT与GaAs HBT的建模参数和单位的提取，经多次拟合后得到的仿真增益曲线如图11所示。由图11(a)可见，当频率为500 MHz～6.5 GHz时，增益呈接近线性衰减趋势；由图11(b)可见，当频率为30～40 MHz时，增益随频率的增加而逐渐增加，稳定接近22 dB；由图11(c)可见，仿真曲线与实测曲线中的频点趋势近乎相同，验证了芯片模型参数选取和预测估计的准确性。

4 结论

本文采用一种新方法对芯片电路进行建模：根据研究基础模型中各个参数的特点，简化出一种建模方便的模型结构框架，并将需提取的参数分为静态参数和动态参数；结合芯片在不同外加电压下的I-V曲线图，确定通路，计算出静态参数；利用Pspice仿真软件分别确定各个参数对增益的影响，通过调整参数及仿真结果选择最佳取值，得到了和实际测试值相吻合的曲线，确认了最终建模模型。

本文方法是对传统模型预测方法的改进，适用于对内部结构有一定了解的芯片进行电路级建模，不需要固定依靠散射、阻抗、导纳参数进行参数提取，也不需要进行前期的阻抗等效，确定模型结构之后即可进行参数提取。本文方法避免了传统建模过程中阻抗等效引起的数学问题，同时也解决了无法通过矢量网络分析仪测试散射参数的问题。

针对仅知道结构但不了解工艺特性的电路建模，本文方法具有较强的适用性，不受测试环境的限制，简化了测试流程，同时也保证了参数提取的准确性。