面向高功率应用的梯度相位天线相控阵

徐军清,夏雨龙 ,朱 旗

(中国科学技术大学 电子工程与信息科学系,合肥230026)

高功率天线是高功率微波系统的重要组成部分。目前有多种方法可实现高功率天线单元,如喇叭天线[1]、Vlasov天线[2]、径向线螺旋天线[3]、模式转换天线[4]及波导缝隙天线[5]等。然而,这些天线一般具有尺寸大或剖面高等缺点。与之相比,基于微带结构的天线通常具有紧凑的尺寸和较低的剖面,且通过适当设计可满足千瓦量级峰值功率的要求。文献[6]中提出了一种基于微带结构的合路器,峰值功率容量达6 kW。因此,基于微带结构的天线可用于高功率微波系统中。

将高功率天线单元组阵,可提供更高的等效辐射功率,并能实现天线波束扫描[7]。为满足高功率输出要求,阵列中T/R组件的体积通常较大[8],导致阵列阵元间距较大,从而引起阵因子栅瓣,降低阵列扫描范围。目前,提高大间距阵列扫描范围的代表性技术主要包括非周期阵列技术[9]、重叠子阵列技术[10-11]和方向图可重构天线阵列技术[12]。其中,非周期阵列技术通常要求部分阵元间距较小,在高功率阵列应用中受到T/R组件尺寸的限制;重叠子阵列技术通常具有复杂的馈电网络,难以适用于单元数较多的2维阵列方向图;可重构天线阵列技术须使用额外的开关及控制网络,降低天线功率容量和辐射效率。

为抑制阵因子栅瓣导致的阵列高副瓣,本文提出了一种面向高功率应用的均匀2维扫描天线阵列,采用两个微带贴片天线构成的梯度相位天线(gradient phase antenna, GPA)作为阵列单元。在阵列层面,通过对限定副瓣水平下GPA阵列扫描范围的理论分析,得到不同阵元间距和波束宽度下梯度相位天线单元的最优设计参数,以此提高大间距阵列的扫描性能。为满足高功率要求,将传统微带贴片天线的直角边缘改进为圆弧边缘,提升了单元的功率容量,同时具有体积小、重量轻及成本低的优点。

1 GPA的概念及其在阵列中的应用

GPA是指表面相位呈现梯度分布的天线。图1为GPA与传统天线的对比。由图1可见,传统天线单元表面仅有一个相位中心,辐射方向是固定的;GPA表面有多个相位中心,且相位呈梯度分布,天线方向图可随相位梯度变化而改变。将GPA应用于大间距阵列,在阵列扫描过程中,通过改变天线单元相位梯度,可降低天线单元在阵因子栅瓣方向上的增益,抑制阵列副瓣电平,提高阵列扫描范围。上述过程的关键在于天线单元相位梯度的改变,最直接的实现方式是对每一个相位中心进行独立的相位控制。该方式相当于传统的密集阵方法,会大幅增加移相器的使用量,且受限于T/R组件尺寸,难以在高功率阵列中应用。

(a)GPA (b)Traditional antenna

为在不增加移相器数量的情况下实现GPA,本文提出了一种新颖的GPA阵列设计方法。图2为1维梯度相位阵列示意图阵列由GPA天线单元组成,沿x轴方向排布,阵元间距为dx,每个GPA天线单元由两个辐射部分构成两个相位中心。GPA单元内两辐射部分间距为lx,由两个相邻的端口馈电,实现单元梯度相位。馈电端口间距与阵元间距一致,且馈电端口间存在递进相位差Δφ。

图2 1维梯度相位阵列示意图

不失一般性,天线单元归一化方向图可表示为[13]

funit(θx)=cospθx

(1)

其中,p为常量。图2所示的阵列中,GPA单元表面相位梯度gx由端口间递进相位差 Δφ决定,表示为

(2)

GPA天线单元的归一化辐射方向图可表示为

(3)

其中：k为自由空间波数;θx为天线单元在xOz面的俯仰角,θx= 0表示天顶方向,θx=+π/2,-π/2 分别表示+x,-x方向。对于图2中的GPA线阵,单元数为N时,归一化阵因子ηAF可表示为

(4)

归一化阵列方向图可表示为

式中，L为光纤传感线圈长，l为环路BCDE长，ρ0为输入光功率，ρB和ρE分别是B和E点的功率串扰系数.φR是一个渡越时间τ内CW、CCW光束产生的Sagnac相位差.5～8时刻CCW光束光场强度与CW相同，偏振串扰与CW互易，Sagnac相移与相位偏置与CW大小相同，方向相反.

farray=ηAF×fGPA

(5)

阵列主瓣方向主要由阵因子决定,表示为

(6)

大间距阵列的扫描范围受限于扫描过程中阵因子栅瓣所引起的高副瓣,该副瓣水平可表示为

(7)

其中,θgrate为阵因子栅瓣方向。在阵列间距dx接近λ(λ为电磁波波长)的条件下,阵因子栅瓣方向θgrate与阵列主瓣方向θmain的关系可表示为

(8)

通过式(3)-式(8)可得到阵列扫描过程中的相对副瓣电平。

阵列的副瓣电平随扫描角增大而上升,考虑到实际应用,定义副瓣电平达-10 dB时的扫描角度为阵列扫描极限θlimit,此时阵列扫描范围为 [-θlimit,θlimit]。梯度相位阵列在阵元间距dx为λ时,θlimit随lx的变化关系如图3所示。其中,p为0,0.5时, 分别对应的单元波束宽度为180°和120°。由图3可见,对于不同波束宽度的单元,存在不同的最佳lx,使阵列扫描极限达到最大。

图3 dx为 λ时,θlimit 随 lx的变化关系

将图2中的1维梯度设计推广到2维,得到2维GPA阵列,如图4所示。

图4 2维GPA阵列

阵列中GPA单元的两个辐射部分呈对角放置,可同时在x和y方向上形成相位梯度。该GPA单元在xOz平面和yOz平面的归一化方向图可表示为

(9)

2 面向高功率应用的GPA阵列设计

2.1 大功率天线单元设计

微带贴片天线具有较小尺寸及较低的剖面高度和结构复杂度,便于阵列设计和排布,因此,采用微带贴片天线实现上述2维GPA阵列。但传统微带贴片天线通常功率容量较低,为适应高功率应用,须对微带贴片天线结构进行优化设计。图5为传统矩形微带贴片天线及其电场强度分布。天线中心工作频率为8.5 GHz,馈入功率为1 W,印刷在厚度为1.524 mm,相对介电常数为3.66的RO4350B介质基板上。由图5可见,天线周围空气中最大电场强度为1.53×105V·m-1,出现在矩形贴片的4个直角处。以空气中击穿电场强度3×106V·m-1为标准,可计算出该传统微带贴片天线的功率容量,表示为

(10)

由式(10)可知,传统贴片天线功率容量较低,难以承受千瓦量级功率输入。

为提升天线单元功率容量,将传统矩形微带贴片的4个直角结构改进为圆弧结构,可削弱尖锐导体结构所引起的电荷累积,降低天线附近的电场强度,达到提升单元功率容量的目的。改进的微带贴片天线结构及其电场强度分布如图6所示。

(a)Traditional microstrip patch antenna

(b)Electric field strength distribution

(a)Proposed microstrip patch antenna

(b)Electric field strength distribution

天线基本参数与图5中完全相同,区别是将直角结构改为曲率半径为1 mm的圆弧结构。由图6(b)可见,馈入功率为1 W时,天线单元周围空气中电场强度的最大值约为5.27×104V·m-1,功率容量可表示为

(11)

由式(11)可知,改进的微带贴片天线功率容量远高于传统贴片天线。图7为本文设计天线的远场辐射方向图,其中E面和H面的3 dB波束宽度分别为110°和90°,分别对应于式(9)中的px= 0.6和py=1。

图7 天线远场辐射方向图

2.2 2维梯度相位天线面阵设计

本文中,阵列中心工作频率为8.5 GHz,受T/R组件尺寸限制,阵列单元间距dx= 0.93λ,dy= 0.82λ。按图4所示2维GPA阵列结构进行设计,阵列辐射部分采用图6所示高功率微带贴片天线。根据第2.1节的分析和设计结果,可求出该2维GPA阵列最大扫描角度随单元间距的变化关系,如图8所示。由图8可见,阵列在E面和H面取得最大扫描极限对应的间距lx和ly分别约为0.28λ和0.27λ,即9.9 mm 和9.5 mm。

(a)E plane

(b)H plane

图9为2维阵列天线单元的实际设计结构,天线单元及馈电网络由厚度分别为 1.524,0.762,0.762 mm的3层RO4350B介质基板组成。微带贴片天线长为11 mm,宽为8.3 mm,中心工作频率为8.5 GHz。天线及馈电网络的各项设计参数如表1所列。以表1所列参数为基础设计了 8×8的2维均匀阵列(单元间距为33 mm×29 mm,约为0.93λ×0.82λ)。须注意的是,受阵列中单元耦合和表面波辐射的影响,与独立单元相比,阵中单元方向图有所畸变,因此最佳间距lx和ly根据阵列仿真结果分别调整为10 mm和 9 mm,与理论分析结果略有差异。

图9 2维阵列天线单元的实际设计结构

表1 天线及馈电网络的各项设计参数

3 加工与测试

对设计的2维GPA天线阵列进行加工,阵列仿真模型与加工实物照片如图10所示。样品各端口反射参数及耦合参数实测结果如图11所示,其中端口标号mn,指位于阵列中第m行,第n列的端口。

(a)Simulation model

(b)Photograph

(a)Return loss vs. frequency

(b)Coupling parameters vs. frequency

由图11可见,频带为8.4～8.6 GHz时,天线反射参数小于-15 dB,端口间耦合参数小于-16 dB;部分单元耦合参数较高的主要原因是GPA单元由两个辐射单元构成,GPA阵列中虽端口间距较大,但辐射贴片之间的间距较小,导致单元间耦合参数增大。考虑到阵列中心的单元受到单元耦合的影响较大,对阵列中端口44的有源驻波进行了测量,作为阵列各端口有源驻波的参考。有源驻波测量结果如图12所示。由图12可见,频带范围为8.17～8.65 GHz时,天线在整个扫描范围内的有源驻波小于-10 dB。天线远场辐射方向如图13所示。

(a)x direction,dx= 0.93λ

(b)y direction,dy= 0.82λ

(a)E plane

(b)H plane

由图13可见,阵列最大实测增益为26.1 dB,对应的口径效率约为62%,影响阵列口径效率的原因包括馈电网络中的介质损耗和导体损耗及阵列有源阻抗适配造成的反射损耗;阵列在E面(阵元间距dx= 0.93λ)扫描到-20°时相对副瓣电平小于-10 dB;阵列在H面(阵元间距dy= 0.82λ)扫描到-25°时相对副瓣电平小于-10 dB;由阵列的对称性,可推知阵列在(±20°)×(± 25°) 的扫描范围内,相对副瓣电均小于-10 dB。作为对比,对一款阵元间距为0.93λ× 0.82λ的8 × 8传统面阵进行了仿真,传统阵列模型及远场辐射方向如图14所示。

(a)Traditional antenna array

(b)Far field radiation

其中,阵列基本辐射单元与GPA阵列的基本辐射单元相同。由图14可见,扫描到天顶方向时,阵列E面(阵元间距dx=0.93λ)最大相对副瓣电平达7 dB,这意味着该阵列不能进行任何范围的低副瓣扫描。为验证阵列的大功率性能,对阵列的功率容量进行了测量,阵列功率容量测试系统如图15所示。

(a)Schematic diagram of power capacity measurement

(b)Photograph of the power capacity measurement

测试所用的功率源最大峰值功率为10 kW,输出频率为8.5 GHz,脉冲宽度为5 μs,占空比为0.1%的矩形脉冲。测试中将功率源通过定向耦合器分别与待测天线和功率计相接,通过观察功率计显示的信号波形变化情况监测高功率击穿情况。分别对阵列每一个端口的功率容量进行了测量,在10 kW的峰值输入功率情况下,功率计显示的脉冲波形未发生畸变,证明阵列单端口功率容量可达10 kW,全阵列功率容量可达640 kW。第2节已给出单个辐射贴片的功率容量为3.24 kW,考虑到每个GPA单元由两个辐射贴片组成,则可推算阵列单通道功率容量为6.48 kW,该设计值低于实测值,原因是微波条件下,空气实际击穿电场强度高于直流击穿电场强度3×106V·m-1。

本文阵列和其他最近文献的对比如表2所列。文献[11]中阵列采用非周期子阵技术,阵列由包含2,3,4个单元的不同子阵组成,阵列馈电端口平均间距接近1λ×1λ。然而,由于非周期的排布方式,导致部分子阵间的间距为0.5λ,难以直接放置高功率T/R组件,且非周期的排布方式会加大阵列馈电网络的设计难度。文献[14]中的阵列在大气条件下的功率容量约为860 kW,略高于所提出的阵列,但其剖面较高,且其扫描范围也较窄。

表2 本文阵列和文献的对比

4 结论

本文提出了一种新颖的面向高功率应用的2维扫描梯度相位天线相控阵,在阵元间距为 0.93λ× 0.82λ的条件下实现了(±20°)×(±25°)的波束扫描,扫描范围内阵列副瓣小于-10 dB,主瓣增益变化小于3 dB;在大气环境下全阵列功率容量可达640 kW。