脉冲调制式无线电能与信息同步传输系统设计

秦庆磊，王中训，穆鹏华

（1.烟台理工学院电子电工实训中心，烟台 264005；2.烟台大学物理与电子信息学院，烟台 264005）

无线电能传输WPT（wireless power transfer）技术与无线通信的基础都是源于电磁场理论，只是侧重点不同，WPT 侧重于传输的功率与效率，无线通信侧重于传输的带宽与距离。成熟可靠的WPT 系统，需要保证电能高效地传输到接收端，同时接收端采集的负载数据能高速可靠地反馈到发射端，实现系统的闭环控制，它本质上是一个电能与信息同步传输SWPIT（simultaneous wireless power and information transfer）系统。SWPIT 系统既可以基于远场射频通信构建独立信息传输通道，也可以基于近场磁耦合构建电能与信息混合传输通道，各传输方式各有优劣[1]，其中近场耦合式电能与信息同步传输MC-SWPIT（magnetic coupling SWPIT）技术允许在相同的传输链路上实现能量传输和数据通信，提高了系统的灵活性，是解决同时进行能量传输效率与数据通信难题的一个有效方案。

根据能量流和信息流的关系，MC-SWPIT 系统可分为载波注入式和能量调制式两种。载波注入式MC-SWPIT 系统利用不同频率的载波分别传输电能与信息，低频载波用于能量传输，高频载波用于通信，使用高频变压器或互感器将信息载波注入电能载波或从中提取出来。该方向研究较多的有频移键控[2-3]FSK（frequency-shift keying）调制、正交相移键控[4]QPSK（quadrature phase shift keying）调制、双模差分相移键控[5]DDPSK（dual mode differential phase shift keying）调制、多载波幅移二进制移键控[6]2ASK（2 amptitude shift keying）调制等，其信息传输速率在19.2～100 kbps 间。能量调制式MC-SWPIT系统利用可控开关直接对电能载波的相位、频率、幅值等波形特征进行数据调制，从而使信息流与能量流融合传输，如调频相移键控[7]FMPSK（frequency modulation phase shift keying）调制、二进制频移键控[8]2FSK（2 frequency shift keying）调制，信息传输速率相对较低。单载波幅移键控ASK（amptitude shift keying）调制是研究较早的一种能量调制式信息传输方式，通过控制调制电容、电阻或负载的通断来改变反射阻抗的大小，以实现数据的反馈，可细分为电容调制式[9]、电阻调制式[10]和负载调制式[11-12]等，其信息传输速率在2.0～8.5 kbps 之间，其中文献[13]将数字信息转化为不同占空比的方波信号，通过电容调制方式进行传输，信息传输速率可达25 kbps，但该系统的电能传输功率仅为10 W。总体而言，载波注入MC-SWPIT 系统能够在信息传输过程中最大限度地减小电能传输损耗，信息与电能传输相互影响可控且可实现双工通信，然而信息传输速率和编码方式与系统的组件数量和复杂度相关，系统的体积大，成本高，不利于小型化设计和民用级产品的普及。相反地，单载波能量调制式MCSWPIT 系统体积小，成本低，但信息传输对电能传输效率影响较大，信息传输误码率会受负载与传输距离的变化影响，不利于中大功率系统应用。

为了发挥能量调制式MC-SWPIT 系统的优势，改善劣势，实现系统结构简单、信息传输误码率低，减小对电能传输的影响，满足电动自行车[14]、水下机器人等无线充电需求，本文在现有电容调制研究基础上提出了一种副边反射式脉冲调制方法，将电容调制中的矩形信号变为脉冲信号，减小对电能载波作用时间，在原边处理器内部构建智能跟随解调电路，配合解调算法实现无线电能与信息的同步传输。经过200 W 系统实验测试，传输距离可达80 mm，对电能传输的影响小，误码率低，满足系统闭环控制的需求。

1 系统原理分析

1.1 系统结构

MC-SWPIT 系统为S-S 拓扑结构，由原边初级回路和副边次级回路两部分组成，之间通过线圈间互感相连，如图1 所示。原边回路通过直流电源US供电，经过由MOS 管S1～S4组成的高频逆变全桥后给线圈LP和谐振电容CP供电，产生高频磁场。副边线圈LS和谐振电容CS组成的回路具有相同的谐振频率，形成磁场共振，接收磁场能量转化为电能，再经过由肖特基二极管D1～D4组成的整流桥和滤波电容C2后给负载电池充电。

图1 MC-SWPIT 系统结构框图Fig.1 Block diagram of structure of MC-SWPIT system

副边处理器采集充电电压、电流等数据，形成数字信息，控制MOS 管S5通断发送数据。当S5导通时，副边线圈LS和调制电容C1组成新的回路，部分电能通过电容C1和MOS 管S5流到参考地，同时打破原有的谐振状态，形成信息调制。该状态反射到原边表现为线圈LP电压和电流的变化，通过对原边线圈电压或电流的采样，经过减法放大器、波峰跟随器组成的闭环控制电路，使送至包络检波器的信号仅保留波峰变化区域波形，最终通过智能跟随解调算法还原数字信息，完成信息解调。原边处理器根据接收到的信息调整发射功率，实现WPT 系统的闭环控制。

1.2 基本原理

MC-SWPIT 系统等效电路如图2 所示。

当S5打开时，系统正常工作，原、副边回路等效阻抗ZP、ZS可表示为

根据基尔霍夫定律，计算ZS等效到原边的反射阻抗ZSR和原、副边回路电流IP、IS分别为

当S5闭合时，副边增加电容C1并联回路，则回路阻抗ZC1为

此时，副边回路阻抗ZC为

由于通过电容C1与CS的电流相位角相同，所以ZC＜ZC1，副边电流IS增大，原边电流IP减小。由于ZS-ZC＞ZS-ZC1，S5闭合前后的副边回路阻抗变化值为

当S5再次打开时，谐振状态恢复，副边电流IS增大，原边电流IP增大。由于副边电感、滤波电容C2等储能元件充电，谐振恢复需要若干个谐振周期，期间原边回路电流在IP附近振荡。

由式（4）、式（5）、式（8）可知，当S5由打开到闭合再到打开的过程中，副边回路电流IS先增大再恢复，原边回路电流IP经过了先减小再增大再恢复的波动过程，其变化值仅与C1有关。

S5闭合期间主要产生C1短路损耗，其功率PC为

而PC的有功功率表示为

由式（5）、式（10）可知，在S5闭合过程中产生了电能损耗，其损耗值仅与互感系数M 和C1有关，如果选取合适的电容C1，并缩短S5的闭合时间，可有效减小电能消耗并完成信息调制。

2 信息解调及编码设计

2.1 信息解调电路设计

基于上述分析可知，原边回路电流的波动主要出现在开关管闭合与打开的瞬间，为了同时减少电能消耗，缩短了开关管的闭合时间，需要通过精准检测原边载波的波动还原信息。

原边信息可以通过电流互感器直接采集，也可以通过采集谐振电容线圈一侧的电压实现。为了便于电路集成，本文选择第二种方案，信息解调电路及其相关波形如图3 所示。图3 中，DAC1、DAC2和DAC3 为原边处理器控制，分别输出电压V2、V4和V5，其中V5=V4+50 mV，同时读取比较器B 和C输出的脉冲信息。线圈电压载波经过电阻R1、R2组成的分压电路后衰减约18.8 dB，送入放大器A 同相端，放大器反相端接DAC1，与R3、R4组成负反馈减法放大器，输出电压V3=5（V1-V2）。线圈载波经过该部分电路后，仅保留了波峰区域波形，并且放大5 倍，突出信息特征。电压V3同时送入比较器B、C同相端，与电压V4、V5相比较分别输出脉冲信息PulseA 和PulseB。如果PulseA 脉冲与处理器产生的PWM 脉冲一致，则升高V4，反之则降低V4。如果V4升高到最大设定值，则增加V2，使V3减小；同样，如果V4降低到最小设定值，则减小V2，使V3增大，最终使V3电压幅度适中，且V4与V3峰值电压保持一致。当副边开关管S5加载脉冲信息时，原边载波出现突然波动的脉冲，由于V5大于V4，且V4和V5的变化具有一定的滞后性，比较器C 输出高脉冲PulseB，解调出脉冲信息，即放大器A 放大有效波形，比较器B 跟随波峰变化，比较器C 输出脉冲信息，如图3（b）所示。

副边开关管S5通断约5 μs，原边即可产生约5个周期的载波幅度变化，该变化经过信息解调电路后可还原脉冲信息。通过控制开关管S5的周期变化，使相邻脉冲的时间间隔具有数字意义，实现脉冲编码调制PCM（pulse code modulation），从而实现信息的数字传输，如图3（c）所示。

需要注意的是，脉冲信息传输是基于原边回路电流稳定不变时由副边回路电流直接调制完成的，原边信息解调电路对线圈载波波动敏感，当原边回路电流因为线圈距离或功率等因素主动调整时，线圈载波会产生同样波动，比较器C 输出错误信息。为此，需要增加信息解调电路中V2、V4和V5的调节速度，减小每次调节的幅度，使V4实时跟踪V3的变化，并使用软件算法对解调信息进一步处理。

2.2 信息编码设计

根据上文所述，一个脉冲信息约占用5 个载波周期，按照载波频率85 kHz 计算，占用时间约为60 μs，计算理论传输速率可达16.6 kbps。为了提高数据稳定性，降低数据传输功耗，根据系统闭环控制需求，设计数据传输速率最大为2 kbps。

脉冲信息编码如图4 所示。一帧数据由11 个脉冲组成10 Bit，包括起始位、数据位和校验位。起始位固定脉冲时间间隔为500 μs，数据位和校验位使用300 μs 表示逻辑‘0’、700 μs 表示逻辑‘1’。根据编码规则，传输一帧数据最短时间为3.2 ms（数据位为0x00），最长时间为6.4 ms（数据位为0xFF），平均时长为4.8 ms，即每秒传输约200 帧数据，传输速率约为2 kbps。一帧数据中，校验位为对连续“01”的数量偶校验，例如：图4 所示数据位从低到高依次为“01001110”，连续“01”个数为2，则校验位为‘1’。如果在数据传输过程中丢失了n2～n10 中的任何一个脉冲，根据数据间的时间间隔和校验位，可计算补齐丢失的脉冲，这样校验位不仅可以验证数据的正确性，还可以对不完整的帧数据进行补全，降低数据传输的误码率。另外，当原边回路电流主动调整或被金属异物影响时，解调脉冲的个数存在大于11 的情况，其中包含数据脉冲和干扰脉冲。如n3～n4 间有若干个干扰脉冲，且干扰信息与n3 和n4 不为逻辑‘0’关系或与n2 和n5 不为逻辑‘1’关系，通过数字滤波可滤除干扰信息，并通过校验位验证信息的正确性，降低数据传输的误码率。

图4 脉冲信息编码Fig.4 Pulse information coding

3 实验验证

本文制作200 W 的MC-SWPIT 系统，系统参数如表1 所示，实验装置及测试仪器如图5 所示。

表1 系统参数Tab.1 System parameters

图5 实验装置Fig.5 Experimental device

负载使用电子负载代替，使用CC（定电流）模式模拟电池恒压充电过程。原边处理器选用华大公司的HC32F4A0，内置4路DAC、4路放大器、4 路比较器，仅需少量电阻即可根据图3（a）构建信息解调电路，使处理器和模拟电路集成在一颗芯片内，增强了电路的控制精度和抗干扰能力。线圈直径20 cm，采用540 芯的利兹线绕制，系统最大传输距离80 mm。

3.1 不同负载与距离下的信息传输实验

使用电子负载CC 模式分别设置不同的输出电流，以调整输出功率，得到不同传输距离与功率下的信息调制波形，如图6 所示。

图6 不同负载及距离下的信息调制波形Fig.6 Information modulation waveforms under different loads and distances

传输功率100 W 时，副边每个调制脉冲经过约3 μs 的延时后，在原边线圈产生约3 个周期的电压波动，经过智能跟踪解调电路后输出6 个连续脉冲信息，如图6（a）所示。传输功率180 W 时，原边线圈电压波动不明显，经过智能跟踪解调电路后输出连续2 个脉冲信息，如图6（b）所示。通过对比可知，在相同传输距离下，传输功率越小，原边线圈电压波动越明显，解调越容易，但也存在解调脉冲信息过多，无法计算脉冲时间间隔的情况，随着传输功率增加，原边线圈波动不明显，解调难度增大，存在解调脉冲信息丢失的情况。传输功率100 W时，增加线圈距离至7 cm，原边线圈振幅增大，调制脉冲产生的电压波动恢复时间增加，甚至超过100 μs，经过智能跟踪解调电路后输出5 个非连续脉冲信息，且脉冲间隔时间较长，也存在无法计算脉冲时间间隔的情况，如图6（c）所示。

通过实验测试，本文所述脉冲信息调制方法对传输功率和传输距离都有要求，主要表现在副边调制脉冲时原边线圈电压的波动程度，波动越大电路解调越容易，但波动过大时影响信息解码计算；电压波动越小电路解调难度增大，存在解调信息丢失的情况。

3.2 信息传输误码率及损耗实验

由式（8）、式（10）可知，脉冲信息传输对原副边电压产生影响，在实验装置中得到线圈距离5 cm、传输功率100 W 时单个脉冲调制对原副边电压的影响波形，如图7 所示。

图7 脉冲信息传输对原副边电压的影响Fig.7 Influence of pulse information transmission on primary-and secondary-side voltage

单个脉冲宽度约5 μs，副边线圈连接补偿电容端的电压波形产生2 个周期的波动，第1 周期振幅增加、第2 周期振幅减小，由于整流桥具有单向导通性，脉冲调制产生的损耗仅来自于副边线圈、补偿电容存储的电能。该损耗对整流桥输出电压产生影响，通过示波器交流档显示，整流后直流电压产生约10 个周期的纹波波动，而滤波电容存储的电能及时补充了损失的电能。单个脉冲调制使原边线圈连接补偿电容端产生约3 个周期的电压的波动，该波动相对于原边振幅比例较小，对原边谐振电路影响较小。

为了进一步验证脉冲式信息传输对无线电能传输的影响以及信息传输的稳定性，手动调整系统传输功率和信息传输，使用电子负载CC 模式分别测试不同功率和距离下的损耗数据。误码率数据由原边处理器自动计算，通过校验位及滤波算法补齐的信息按照正确数据计算，实验结果如图8 所示。

图8 不同负载及距离下的误码率及损耗Fig.8 Bit error rate and loss under different loads and distances

固定传输距离5 cm 时，不同传输功率下的损耗及误码率如图8（a）所示。随着传输功率的增加，原副边回路电流和脉冲调制幅度增大，信息传输损耗增加，尤其传输功率大于120 W 时，损耗增幅明显，当传输功率200 W 时损耗为2.3 W，超过传输功率的1%，损耗值与传输功率呈非线性关系，约为副边回路电流的二次方，与式（10）一致。传输功率小于150 W 时数据传输误码率小于0.6%，随着传输功率增加误码率逐渐升高，经过信息解调电路后脉冲信息不明显，信息解调难度增大，脉冲丢失率增加。

固定传输功率100 W 时，不同传输距离下的损耗及误码率如图8（b）所示。随着传输距离的增加，互感系数和反射阻抗减小，信息传输损耗减小，实验数据与式（4）一致。数据传输误码率先减小后增大，其主要原因是近距离时脉冲波动与原边线圈载波振幅的比值较大，造成原边线圈电压波动恢复的时间增加，而图3（a）中的DAC2、DAC3 差值为固定值，信息解码电路输出干扰脉冲增多，数据解码难度增加，部分数据被判定为无效数据。线圈距离大于5 cm 时，由于脉冲波动与线圈载波振幅的比值逐渐减小，脉冲丢失率增加。

通过实验测试，该实验装置最大信息传输损耗小于2.3 W，误码率小于1.5%，满足系统闭环控制的需求。根据实验数据，系统工作在150 W 以内，线圈距离3～6 cm，信息传输损耗小于0.8 W，误码率小于0.6%，可以得到较好的性能。

4 结语

本文提出了一种脉冲调制式无线电能与信息同步传输的方法，相比于其他同步传输技术，系统结构简单、集成度高。本方法通过对副边电流直接脉冲调制，时间短、功耗低，原边直接采集线圈载波电压，经过集成于原边处理器中的智能跟随解调电路和控制算法解调出数字信息，精度高、抗干扰能力较强。通过实验测试，信息传输受负载和传输距离影响可控，设计的信息编码方式虽然具有降低数据传输的误码率的作用，但复杂的计算消耗大量时间，影响数据传输效率和闭环控制灵敏度，有待进一步优化。