一种低电流纹波电解电源及其控制方法*

王 同, 周 杰, 肖华根, 苏敏超, 吴义虎

0 引 言

电解电源是铜箔电解、铝电解、汽车电镀等行业中的关键工艺设备,其输出电流纹波的大小直接影响电解、电镀产品的质量,研究低电流纹波电解电源对提高电解铜箔品质和电镀效果具有重要意义[1-3]。

电解电源通常由前级AC/DC整流器和后级DC/DC变换器两部分组成。三相电压型脉宽调制(Pulse Width Modulation,PWM)整流器具有输入电流正弦性好、功率因数高和可实现四象限运行的优点,消除了传统不可控整流电路存在的输入电流谐波含量大、功率因数低和能量不能回馈的缺点,三相电压型PWM整流器已成为现代电解电源设备中前级AC/DC整流器的主流拓扑结构[4-8]。然而,不同工业领域对DC/DC变换器的输出电压和电流具有不同要求,后级DC/DC变换器是当前电解电源研究的重点[9-11]。

目前,增加前级AC/DC变换器输入侧三相交流电压的脉波、后级DC/DC变换器中高频变压器二次侧绕组多重化连接和提高高频逆变器输出电压频率是降低电解电源输出电压或输出电流纹波分量的主要技术。在增加前级AC/DC变换器输入侧三相交流电压的脉波方面,文献[12-13]提出将一次侧接线方式不同的多台变压器接入整流器,从而增加整流器交流侧的脉波数量。该方案有效降低了交流侧输入电流中的谐波电流,但是该方案的硬件成本较高、结构复杂。在高频变压器二次侧绕组多重化连接方面,文献[14]提出了一种基于模块化多电平中频逆变器的中压开关电源。该电源结构具有高效率、高输入功率因数和高电能质量的优点,但是功率器件数量众多,在某个模块故障时DC/DC模块缺乏独立性工作特性。文献[15]提出基于MOSFET的同步整流器,通过控制同步整流器中MOSFET的开关动作时序可有效降低输出电压纹波,但控制方法复杂。在降低DC/DC变换器输出电压纹波方面,文献[16]提出在DC/DC变换器中增加6个依次相差60°导通的功率开关器件的方案,有效降低了功率器件的电压应力,并能保证输出电压低纹波特性,但需要增加大量功率开关器件。文献[17]提出不同类型的模块化整流电源电路及逆变输出电压相位相互交错的控制方法,该方案中各电源模块的独立性好,DC/DC变换器的输出电压纹波小。但是各模块均采用独立的前级AC/DC整流器,其DC/DC变换模块的直流输入电压难以保持一致,会导致DC/DC变换模块输出电压纹波错相不均匀。

针对上述问题,本文提出一种基于多相半桥高频逆变器交错相位的模块化低电流纹波电解电源拓扑结构及其控制方法,该方案具有电流纹波小和控制方法简单的特点。

1 拓扑结构与电流纹波分析

1.1 拓扑结构与工作原理

电解电源典型拓扑结构如图1所示,包括三相PWM整流器和DC/DC变换器两部分。

图1 电解电源典型拓扑结构

图1中,虚线后的模块化DC/DC变换器拓扑结构由n个DC/DC变换模块组成。各DC/DC变换模块的输入端和输出端分别并联连接,每个DC/DC变换模块由半桥高频逆变电路、带中心抽头高频变压器和全波不可控整流电路组成。在控制方法上使每个DC/DC变换模块中高频逆变器输出电压的相位均等错相,从而降低电解电源总输出电流中的纹波幅值。

图1中,三相交流电压usa、usb、usc经三相PWM整流器得到直流电压Udc,Udc由n台单相半桥高频逆变器获得n相均等移相的交流电压usx(x=1,2…n),交流电压usx(x=1,2…n)经带中心抽头高频变压器、全波不可控整流电路及LC滤波器得到直流电流IDn,n个相位均等错开的电流IDn并联后得到负载电流IO。

1.2 电流纹波分析

根据图1可得到单个全波不可控整流电路中相关参数的波形,全波不可控整流器的波形如图2所示。三相PWM整流器输出的高频方波信号可以分解为以基波为主要成分的不同频率和幅值的正弦信号,因此以正弦信号输入为例分析图1拓扑结构的输出电流纹波。同时,铜箔电解电源的负载为低阻值的铜电解溶液,直流平波电抗器的电感值相对于负载阻值较大,不可控整流电路的直流侧负载可近似为纯感性负载,故直流侧负载电流ID1近似为恒定直流[18]。

图2 全波不可控整流器的波形

以第1组全波不可控整流器为例,控制us1为正弦交流电压Umsinωt,则交流输入电流is1(t)为图2(d)的180°宽交流方波,其周期为2π。如果把时间坐标零点取在图2的正弦波峰值时刻,则us1的表达形式为Umcosωt,is1(t)的傅里叶级数表达式为

(1)

忽略变压器损耗,根据变压器工作原理有

us1·is1=UD1·ID1

(2)

则

(3)

可见,UD1中的谐波分量以二倍频分量为主。

当n=2时,控制us1、us2分别为

(4)

则

(5)

整理可得:

(6)

(7)

以此类推,由N(N为奇数)台带变压器中心抽头的全波不可控整流电路并联构成电解电源时,第n台高频逆变器输出电压usn为

(8)

则n个DC/DC变换模块并联而成的电解电源的直流输出电压可表达为

(9)

对比式(3)、式(9)可知,若控制每个高频逆变器输出电压的相位均等错位,可以消除全波不可控整流电路输出电压中的低频谐波分量,从而降低输出电流的纹波系数。

2 低纹波电流控制方法

本文所提电解电源控制方法包括前级三相PWM整流器的直流侧电压控制方法和后级DC/DC变换器的控制方法。其中,前级三相PWM整流器的作用是为后级DC/DC变换器提供电能,并维持直流侧电容电压恒定,采用基于负载前馈的双无差拍控制方法[13]。后级基于多相半桥逆变器均等错相控制的DC/DC变换器是降低电流纹波的关键。

DC/DC变换器中每个DC/DC变换模块的输出电流控制方法保持一致,其中,单个DC/DC变换模块及其输出电流控制原理如图3所示。

图3 单个DC/DC变换模块及其输出电流控制原理

DC/DC变换模块输出电流与负载的关系是IO=UO/RL。因为负载是随机变化的,而电解、电镀等工艺需要恒定电流,则DC/DC变换模块的输出电压应随负载阻值变化进行调整,采用PI控制器对DC/DC变换模块输出电流进行控制,即

(10)

式中:kp1、ki1——PI控制器1的比例和积分系数。

令K为高频变压器变比,D为占空比,则DC/DC变换模块的输出电压与中间直流电压的关系为

(11)

可见,通过控制高频逆变器上、下桥臂功率开关器件的导通占空比D,可实现DC/DC变换模块输出电压的控制,采用PI控制器控制DC/DC变换模块的输出电压为

(12)

式中:kp2、ki2——PI控制器2的比例和积分系数。

取隔离变压器的变比为1∶1∶1时,由式(13)可得DC/DC变换模块输出电压UO中的直流分量为

(13)

DC/DC变换模块的控制原理框图如图4所示。

图4 DC/DC变换模块的控制原理框图

根据劳斯稳定判据及控制系统指标要求,调试后可分别获得内环和外环控制器的比例积分系数。

3 实验分析

3.1 仿真实验

仿真模型如图1,主要参数:前级三相PWM整流器的交流输入电压为380 V,开关频率为10 kHz;逆变器输出交流电压频率及开关频率分别为1 kHz和100 kHz。CBn为250 μF,高频变压器Tn的变比为1∶1∶1,LO为1 mH,CO为600 μF;后级DC/DC变换模块的额定输出电流为1 kA,采用0.008 Ω纯电阻模拟电解电源负载。

为验证电解电源输出电流纹波的改善效果,不同DC/DC变换器结构及其相应控制方法的仿真结果如图5所示。图5中,IO1为单个DC/DC变换模块输出电流,IO3-new为3个DC/DC变换模块并联结构采用本文所提控制方法时的输出电流,IO5-new为5个DC/DC变换模块并联结构采用本文所提控制方法时的输出电流。

图5 不同DC/DC变换器结构及其相应控制方法的仿真结果

由图5可知,相对单个DC/DC变换模块结构,采用本文所提拓扑结构及其控制方法时,电解电源的输出电流纹波特性更优;随着DC/DC变换模块并联数量增加,输出电流最大峰峰值改善不明显,但是输出电流最大峰峰值的出现频率大幅下降。

为验证本文所提控制方法在降低奇数个DC/DC变换模块并联结构的直流输出电流纹波系数方面的优越性,给出了奇数个DC/DC变换模块并联结构采用传统控制方法的仿真结果如图6所示,奇数个DC/DC变换模块并联结构采用本文所提控制方法的仿真结果如图7所示。

图6中,IO3为3个DC/DC变换模块并联且均采用相同传统控制方法时电解电源的直流输出电流,IO5为5个DC/DC变换模块并联且均采用相同传统控制方法时电解电源的直流输出电流。

图7中,IO3-new为3个DC/DC变换模块并联且采用本文所提控制方法时电解电源的直流输出电流,IO5-new为5个DC/DC变换模块并联且采用本文所提控制方法时电解电源的直流输出电流。

对比图6和图7可知,基于相同主电路结构的电解电源,本文所提控制方法比传统控制方法的输出电流最大峰峰值及最大峰峰值出现频率均减小。

图6 奇数个DC/DC变换模块并联结构采用传统控制方法的仿真结果

图7 奇数个DC/DC变换模块并联结构采用本文控制方法的仿真结果

3.2 模拟实验

为进一步验证本文所提主电路拓扑结构及其控制方法的有效性,在电源样机上进行了实验对比。电解电源样机如图8所示。负载为0.05 Ω(由10个0.5 Ω电阻并联而成),给定输出电流为120 A,由于输出的直流电流很大,在此用负载两端的直流电压说明其输出电流效果。单个DC/DC变换模块输出电压波形和5个DC/DC变换模块并联输出电压波形分别如图9、图10所示。

图8 电解电源样机

图9 单个DC/DC变换模块输出电压波形

图10 5个DC/DC变换模块并联输出电压波形

对比图9和图10可知,本文所提电路结构及控制方法能有效改进电解电源输出电流的稳定度。

综上所述,采用本文所提拓扑结构和控制方法可以有效改善电解电源输出电流的纹波特性,输出电流最大峰峰值出现的频率随着DC/DC变换模块并联数量的增加而不断下降。但是,随着DC/DC变换模块并联数量的增加,输出电流最大峰峰值下降较小。

4 结 语

本文所提低电流纹波电解电源通过控制多个DC/DC变换模块中高频逆变器输出电压的相位均等错相,使各DC/DC变换模块输出电流中的部分纹波分量相互抵消,降低了电解电源总输出电流中的纹波分量。仿真与实验结果表明,该电解电源拓扑结构及其控制方法的主要特点:① 与单个DC/DC变换器结构比较,可有效降低电解电源输出电流中最大峰峰值的出现频率。② 与基于传统控制方法的多个DC/DC变换模块并联结构比较,可有效降低电解电源输出电流的最大峰峰值,改善输出电流纹波。