具同步整流的有源箝位反激双路输出DC/DC变换器设计

金 阳, 张 森, 程 铭

0 引 言

随着航天、航空等先进装备中飞行控制、惯性技术、伺服技术等电子系统的飞速发展,对双路输出DC/DC变换器的效率和输出电流提出了更高的要求。

双路输出DC/DC变换器设计常采用结构简单、易实现多路输出、可靠性高的反激电路拓扑。传统反激电路拓扑二次侧整流中的肖特基二极管正向导通压降一般高于0.2 V,整流损耗在总损耗中占较大比例,需要采用低导通阻抗的同步整流管代替肖特基二极管,降低整流损耗[1]。同时,反激电路拓扑输入电压范围宽,二次侧同步整流电路驱动电路无法满足宽输入电压的应用要求。因此,需要结合有源箝位技术将功率管上尖峰电压箝位,实现一次侧功率管的零电压开通和同步整流管的零电流关断,提升反激电路拓扑的效率和输出电流。

通过对有源箝位反激电路拓扑、同步整流电路进行分析,完成电路仿真和样机验证,本文设计实现了一款14～40 V直流电压输入,±5 V/6 A双路输出DC/DC变换器,典型效率达86%,具有转换效率高、输出电流大等优点。双路输出DC/DC变换器采用厚膜混合集成工艺制作,能够满足航天、航空等高可靠电源应用领域的使用要求。

1 电路工作原理

1.1 有源箝位模式

反激电路拓扑中有源箝位电路有两种模式:直接加在变压器一次侧两端的高边箝位和直接加在功率MOSFET管两端的低边箝位。

高边箝位采用N沟道MOSFET管,比低边箝位所用的P沟道MOSFET管易于选型。低边箝位的优势是驱动电路简单,为了简化电路结构,设计双路输出DC/DC变换器采用低边箝位模式。低边箝位电路如图1所示。

图1 低边箝位电路

当功率开关管VT1断开时,电路工作时励磁电感上的电压将会被箝位,忽略二次侧整流管VD导通后变压器漏感和箝位电容Cclamp之间的谐振,计算得到箝位电容Cclamp承受的电压约为[2]

(1)

式中:Uc_clamp——箝位电容电压应力;

N——变压器匝比;

Uo——输出电压;

Lm——变压器励磁电感;

Lk——变压器漏感;

Uin—— 输入电压。

当功率开关管VT1闭合后,其漏源极电压被迅速拉低,此时箝位开关管VT2承受的电压近似等于箝位电容Cclamp两端的电压。

1.2 有源箝位反激电路工作原理

有源箝位反激电路拓扑的工作模式与传统反激电路一样,分别为连续导通模式(CCM)、断续导通模式(DCM)和临界导通模式(BCM)。根据±5 V/6 A双路输出DC/DC变换器设计要求,反激电路工作于CCM模式时,一次侧功率管与二次侧同步整流管可能存在共同导通现象,产生较大的共通电流,大幅降低有源箝位反激电路的转换效率。同时,随着输入电压降低至14 V,该共通电流会持续增大。

为避免以上问题,在最低输入电压、最大占空比条件时,设计双路输出DC/DC变换器工作于BCM模式,反激变压器的励磁电流为双向流动[3]。

BCM模式时,有源箝位反激电路每一开关周期的工作状态可分为7个阶段。有源箝位反激电路工作状态(BCM)如图2所示。

图2 有源箝位反激电路工作状态(BCM)

状态1(t0～t1):一次侧功率管VT1处于开通状态,箝位管VT2和整流管VD处于关断状态,变压器一次侧绕组承受的电压约等于输入电压,励磁电流线性上升,能量存储在励磁电感Lm中。

状态2(t1～t2):VT1关断,VT2和VD保持关断,一次侧绕组励磁电流为寄生电容充电,VT1漏源极电压上升。

状态3(t2～t3):VT1、VT2保持关断,二极管VD2导通,励磁电感Lm、漏感Lk和箝位电容Cclamp谐振,VT1和Cclamp的电压谐振上升,此过程中,变压器一次侧电压小于N·Uo,VD继续保持关断。

状态4(t3～t4):VT1保持关断,VT2开通,变压器一次侧电压谐振至N·Uo,二次侧VT3开通,变压器两端电压被箝位,励磁电感Lm向二次侧传输能量,励磁电流线性下降。漏感Lk与箝位电容Cclamp继续谐振,在t4时刻漏感Lk电流谐振到0。

状态5(t4～t5):漏感Lk与箝位电容Cclamp开始反向谐振,Lm继续向二次侧传输能量,励磁电流线性下降至零,储存的能量全部释放完毕,二次侧VD的电流降低为0并关断。Lm重新串联进入谐振回路,Lm和Lk的电流一起反向增加。

状态6(t5～t6):二次侧电流始终保持为0,一次侧励磁电流继续反向增加,反激电路采用同步整流技术时,将为其实现ZCS关断提供条件。

状态7(t6～t7):VT2关断,一次侧励磁电流向寄生电容充电或者放电。负向的励磁使VT1电压持续下降,在t7时刻,VT1电压降为零,实现VT1的ZVS开通,反激电路重新进入新周期。

2 有源箝位反激电路设计

根据上述设计思路,对14～40 V直流电压输入,±5 V/6 A双路输出DC/DC变换器进行电路参数设计。

2.1 变压器设计

变压器设计为铜带绕组平面变压器,采用RM6型磁芯,磁材为TPW33。有源箝位反激电路在最低输入电压14 V时,最大占空比为0.65,变压器匝数比N计算公式[4]为

(2)

式中:Uin(min)——最低输入电压;

Udson_SQ——功率管导通压降;

Udson_SR——整流管导通压降;

Dmax——最大占空比。

经查询,磁芯截面积Ae为36.6 mm2;磁通密度变化量ΔBm设为0.25 T。根据磁通密度与匝数之间的关系,变压器二次侧匝数Ns计算公式为

(3)

式中:Dmin——最小占空比;

植物体内同化物的流动具有向库性，和植物具有向光性都是植物的特性。植物具有向光性，但如果没有光，植物的向光性就显示不出来。同样，植物体内的同化物，在没有库信号的情况下，也就只能停在原处不动。“小麦籽粒的干物质约有40%来源于旗叶，如果把正在灌浆的麦穗剪掉……结果同化物多以淀粉的形式积累于叶片中”[《植物生理学》（2016年7月第一版）（中国林业出版社）（第173页第25行）]。这个实验证实了同化物的移动与库信号相关联。

Ae——磁芯截面积;

fs——开关频率;

ΔBm——磁通密度变化量。

DC/DC变换器的开关频率为340 kHz,变压器一次侧电感Lm计算公式为

(4)

式中:Pin——输入功率。

通过以上计算,有源箝位反激变压器的匝数比N=4,二次侧双路线圈的匝数均为1圈,一次侧线圈匝数为4圈,一次侧线圈电感量为2 μH。

为保证反激变压器一次侧励磁电流在谐振时能够反向过零,在最低输入电压时,一次侧励磁电流的纹波系数需大于2[5]。将上述相关参数代入式(5)中检验一次侧励磁电流纹波系数λL为

(5)

式中:λL——励磁电流纹波系数;

Io——输出电流。

2.2 一次侧功率管设计

一次侧功率管承受的电压应力Uds_Q和峰值电流Ipeak_Q的计算公式为

Uds_Q=Uin(max)+N·Uo

(6)

(7)

经计算,一次侧功率管承受的电压应力Uds_Q=60.8 V,峰值电流Ipeak_Q=9.4 A。按照军用Ⅰ级降额要求,选取的功率管耐压值为150 V,漏源极电流大于20 A。

2.3 箝位电容设计

首先,箝位电容的耐压需满足军用Ⅰ级降额要求;其次,箝位电容需优选等效串联电阻ESR较小的多层片式陶瓷电容。电容的容值大小主要根据以下条件确定:箝位电容与变压器漏感的谐振周期远大于功率管开关周期。

箝位电容承受电压Uclamp计算公式为

(8)

根据谐振周期远大于功率管开关周期的要求,箝位电容Cclamp容值计算公式为

(9)

式中:T——开关周期。

经计算,箝位电容承受的电压应力Uclamp=57.5 V,电容容值Cclamp=0.27～1.1 μF。根据军用Ⅰ级降额要求和电路调试,选择耐压200 V,容值为0.33 μF的多层片式陶瓷电容。

2.4 同步整流电路设计

DC/DC变换器输出为±5V/6A,为提升转换效率,双路输出需采用同步整流技术降低整流损耗。为保证同步整流电路可靠工作,其驱动电路设计非常关键。

一般反激电路中同步整流管驱动按驱动电压获取方式可分为外驱动和自驱动[6]。考虑双路输出DC/DC变换器的小型化设计,结合反激变压器采用结构简单、驱动电压可调的辅助绕组自驱动电路。通过变压器辅助绕组T1D和T1E采样驱动信号,输出同步整流管的驱动电压。双路输出同步整流电路如图3所示。

图3 双路输出同步整流电路

根据反激电路拓扑的工作原理,同步整流管的栅极驱动电压通过变压器辅助绕组T1D和T1E的匝数确定,驱动电压跟随输出电压变化,受输入电压影响小。通过合理设计匝比,同步整流管的驱动电压设为5 V。

在最高输入电压时,反激电路中同步整流管VT1和VT2的电压应力最大且基本一致。考虑到漏感引起的电压尖峰,同步整流管VT1和VT2的峰值电压Uds_V计算公式为

(10)

在最低电压输入,满载时同步整流管峰值电流Ipeak_V计算公式为

(11)

经计算,同步整流管VT1和VT2承受的电压应力Uds_V=22.8 V,峰值电流Ipeak_V=30 A。按照军用Ⅰ级降额要求,选取的同步整流管耐压值为60 V,漏源极电流大于60 A。

3 仿真与实验验证

3.1 功率电路仿真

根据上述设计方案,采用Saber软件对电路进行仿真验证,验证设计合理性。

功率管和箝位管漏源极电压仿真波形图4所示。

图4 功率管和箝位管漏源极电压仿真波形

同步整流管漏源极电压仿真波形如图5所示。

由图4和图5的仿真结果表明,上述设计方案的双路输出DC/DC变换器功率电路可以实现稳定工作。

图5 同步整流管漏源极电压仿真波形

3.2 样机实验验证

按照上述有源箝位反激电路技术方案制作了实验样机。样机性能参数如表1所示。

表1 样机性能指标

一次侧功率管、箝位管和同步整流管的漏极和栅极波形分别如图6～图8所示;输出电压启动波形如图9所示。测试结果表明实验样机满足设计要求。

图6 一次侧功率管漏极和栅极波形

图7 箝位管漏极和栅极波形

图8 同步整流管漏极和栅极波形

图9 输出电压启动波形

实验样机在14 V、28 V、40 V输入条件下,测试不同负载时效率。电源的损耗主要为变压器损耗与功率管损耗。28 V输入电压时,变压器损耗较为均衡,功率管导通损耗小,因此转换效率较高,满载效率达86%。效率曲线如图10所示。

图10 效率曲线图

4 结 语

本文重点对有源箝位反激电路拓扑工作原理、有源箝位反激电路参数设计进行分析,设计了一款具同步整流的有源箝位反激双路输出DC/DC变换器。电路仿真和实验样机测试结果表明,DC/DC变换器在14～40 V输入电压范围工作性能良好,效率高达86%,可广泛应用于航天、航空领域,达到了设计目标要求。