交错反激式光伏并网微逆变器的控制器实现

张凤阁 朱仕禄 殷孝雎,2 滕志飞

（1. 沈阳工业大学电气工程学院 沈阳 110870 2. 辽宁太阳能研究应用有限公司 沈阳 110130）

1 引言

光伏并网逆变器作为光伏电池和电网的接口设备，是光伏并网发电技术的关键，逆变器的性能直接决定光伏系统的发电效率[1,2]。光伏并网微型逆变器是将单一的太阳能电池板模块输出的直流电转化为交流电[3]，并在较宽的范围内扫描各独立太阳能电池板下的峰值功率点，避免了大规模电池阵列因为局部损坏或者被遮挡，而造成整个系统的故障。这样，通过对各模块的输出功率进行优化，使得整体的输出功率最大，提高了系统的效率。

教育部创新团队发展计划(IRT1072) 和辽宁省高校创新团队支持计划(LT2011003) 资助项目。

在中小功率应用场合，反激式拓扑因结构简单，具有电气隔离，电压调节范围宽等优点而受到广泛应用。本文研究的交错反激式光伏并网微逆变器，在具备单管反激式变换器的优点的同时，可以有效降低反激变换器开关管的电压应力，减小输出电流脉动和滤波元件容量，提高了变换器的功率[4-7]。本文针对光伏阵列特性方程的非线性时变性特点[8]，分析了太阳能电池板输出电压纹波与光伏利用率的关系，从提高光伏阵列的能量利用率角度给出了有效抑制二次功率扰动的功率解耦电容的设计方法。

2 光伏并网微逆变器系统

2.1 系统结构

本文研究的光伏并网微逆变系统如图1所示，该系统包括DC-DC升压电路、DC-AC逆变电路和LC滤波电路。交错反激变换器工作于连续导通模式（CCM），实现 MPPT和升压，其输出电压通过与后级协调控制稳定为定值；DC-AC逆变电路做工频开关，并实现单位功率因数并网。系统光伏阵列使用晶澳4S190A020A单晶硅电池组件，光伏阵列电参数和功率电路参数分别见表1和表2。

图1 交错反激光伏并网逆变器系统结构Fig.1 The circuit topology of the interleaved flyback grid-connected converter

表1 光伏阵列的技术参数Tab.1 Specifications of the PV array

表2 功率电路参数Tab.2 Parameters of power circuit

2.2 交错反激变换器控制分析

2.2.1 单管反激等效建模与控制

反激转换器的对等非隔离电路与升降压转换器类似，当系统在连续导通模式下运行时，占空比与输出电压及电流为非线性关系[9]。因此，为了简化建模和计算控制环系数，分析时将使用升降压转换器。如图2所示，将反激变压器的磁化电感替换为升降压电感。升降压拓扑会产生反相的输出电压。通过二极管和负载的平均电流的波形与反相的整流正弦波相似。反激变压器的二次侧与一次侧的比值为N=ns/np。负载电流为

图2 反激变换器结构等效模型Fig.2 The equivalent model of the flyback converter

认为MOSFET是理想开关，由于载波（三角波）的频率高于系统的响应频率，则MOSFET的电压按状态平均化看成连续量。S1在三角波的每一个周期中存在ON和OFF两个工作状态。

式中，νL为等效电感的电压；iL为其流过电流。

设D为MOSFET的占空比，将式（3）和式（4）用状态平均法写成状态平均化方程，即

要产生正弦电流波形，对反激变换器件建立电流控制环。设PI控制器G=Kp+Ki/s，则

将式（1）、式（2）、式（5）和式（6）联立得

反激变压器的匝数比N=7，电流环的PI控制参数为：Kp=16.7；Ki=57 037.7。交错反激变换器在加入解耦前馈补偿和PI控制器补偿后，系统伯德图如图 3所示，可以看出补偿前，系统的增益裕量为2.99dB，相位裕量为 10.4°，系统的稳定性相对较差；补偿后系统的控制性能得到改善，增益裕量增加为 10.3dB，相位裕度增加为 104°，同时开环频率衰减为-40dB以下，满足控制系统要求。

图3 PI补偿前和补偿后系统的伯德图Fig.3 Bode plot for PI compensator and compensation system

这样，通过控制芯片输出的经调制的正弦PWM，控制初级反激变压器的MOSFET，产生单相全波的二次侧二极管电流，其平均值会在输出电容上产生单相全波的电压和电流。后级SCR全桥以2倍工频转换，将单相全波转换成正弦波，在数字锁相环的控制下，使逆变器输出实现与电网同步。

2.2.2 交错反激变换器的负载电流平衡控制

由于MOSFET的内部特性以及变压器绕组、电容和二极管的内部电阻会有差异，各个反激转换器的输出电压可能略有不同[10]。因此，当两个MOSFET使用相同的占空比时，可能会导致两个反激转换器级之间负载不均衡。这就需要采用负载平衡控制环来平衡两个反激转换器开关中的电流，以便使两个转换器的负载均衡。

交错反激变换器控制结构框图如图4所示，将两个反激转换器的MOSFET电流之差（ipv1-ipv2）作为负载平衡控制环的反馈，与参考零值做比较，来校正MOSFET电流之间的差异，使其接近参考输入值0。负载平衡控制环的输出是一个占空比较值ΔD，该项与主占空比D相加得到第一个升压转换器的占空比D1。从主占空比D中减去ΔD项可得到第二个升压转换器的占空比D2。图5显示了负载平衡控制补偿前和补偿后系统的伯德图，可以看出补偿后系统的增益裕度和相位裕度都得到了改善。

图4 交错反激光伏并网逆变器控制结构框图Fig.4 The control structure diagram of interleaved flyback inverter

图5 负载平衡控制PI补偿前和补偿后的伯德图Fig.5 Bode plot for load balance PI compensator and compensation system

2.2.3 单位功率因数并网的控制实现

并网太阳能微型逆变器必须从 PV电池板获取电流并将其以单位功率因数传送到公用电网。图 1中的并网微型逆变器，其中，VAC是逆变器输出的电压；VL是连接电感（EMI电感）上的压降；Vgrid是公用电网的电压波形。

假设损耗可忽略，可以发现：VAC=Vgrid+VL，其中所有变量均是形式为v=Vejω的相量。在此基础上，便可计算出VAC

为了实现单位功率因数条件，电流波形必须与公用电压波形同相，控制此工作的关键是逆变器电压变量VAC。可根据式（8）表达出IAC为

如图6所示，电流 （或功率）的幅度和方向可由逆变器输出电压波形的相移α和幅度来控制。

图6 逆变器输出电压的幅度和相位要求Fig.6 Magnitude and phase requirement of inverter output voltage

3 PV电池板利用率与输入电容关系

对于单相光伏并网发电系统，常用的光伏阵列的结构为m个相同的、由n个光伏模组串联支路并联构成的n×m光伏阵列。使用适于系统设计和仿真的工程简化模型[11]，光伏模块输出特性为

式中，I为光伏电池的输出电流；Isc、Voc、IMPP和VMPP分别为光伏模组的短路电流、开路电压、最大功率点的输出电流和输出电压；m为并联支路个数；n为每个串联支路包含的光伏模组个数。

对太阳能电池板建模，得到如图7所示的光伏电池输出特性曲线，忽略温度影响，电压和电流会随着光强的变化而变化，可见光伏阵列为非线性直流源，存在最大功率输出点（图中黑点所示），为了提高光伏发电系统的能量转换效率，通常采用一定的最大功率跟踪算法保证光伏阵列稳定运行在最大功率输出点。本文采用扰动观察法（P&O）来实现MPPT，在每三个交流周期执行一次 MPPT程序。利用电压和电流的平均值作为参数，计算平均输入功率以及输入电压的变化，从而递增或递减电流参考值。

图7 不同光强下光伏电池输出特性曲线Fig.7 I-V curve of photovoltaic cell for different radiation conditions

由于系统不会稳定在最大功率点上工作，会存在二次功率扰动，光伏阵列输出端口电压存在两倍于电网频率的纹波，光伏阵列稳定运行在最大功率点VMPP时，光伏阵列的输出端口电压瞬时值

将式（13）代入式（10）中，可得输出电流瞬时值为

定义光伏阵列利用率

因为PPVA中含有esin2ωt的积分项，其计算复杂，不方便功率解耦电容的设计，因此将式（14）在最大功率点附近利用二阶泰勒级数展开，进行线性拟合可得

联立式（11）、式（12）、式（15）和式（16）可得电压纹波的振幅和利用率之间存在的关系：

式（21）给出了功率解耦电容的容值与光伏阵列利用率之间的函数关系，根据式（21）即可计算出在一定的光伏阵列能量利用率条件下的功率解耦电容值。如表 3，对于m=1，n=1的单块太阳能电池板，I-V特性曲线的二阶泰勒级数拟合函数的系数α=-0.022 5；β=1.501 7；γ=-19.645 6。

随着输入解耦电容值的增大，光伏阵列能量利用率增高，同时电压波纹减小。当纹波电压的振幅低于MPP电压的8.5%时，可达到98%的利用率。PV模块的MPP电压为36V，为了保持系统不低于98% 的利用率，设计选用5 600μF的输入解耦电容。

表3 功率解耦的电容容值设计Tab.3 Capacity design of power decoupling capacitor

4 系统仿真与实验

为了验证交错反激变换器的建模及其控制方法的有效性，在表 1和表 2的电路参数下，使用Simulink搭建了交错反激变换器及其控制器的系统仿真模型，仿真结果如图8和图9所示。

图8 控制器参考电流和输出电流波形Fig.8 The reference current and the output current waveforms of controller

图9 交错反激变换器的输出电压、电流波形Fig.9 Voltage and current output waveforms of interleaved flyback converter

从图8可以看出，交错反激变换器的输出电流紧紧跟随电流参考值，波形基本重叠，并且输出单相全波，说明系统具有很好的跟踪效果。在实际应用中，适当增加 PI控制器的比例系数Kp或积分系数Ki，在一定程度上可以减少（但不能消除）稳态误差，但Kp或Ki的取值越大，系统的稳定裕度越小，过大的Kp或Ki将导致系统不稳定。

图9是系统在使用PI控制和前馈补偿时，得到的交错反激变换器的输出电压和输出电流波形。从图中可以看出逆变器输出电压峰值约为400V，高于电网电压峰值，可以实现并网。对于并网电流，由于从量值上看，电流值远小于电压值，为了便于观察，将电流波形扩大了300倍。从图9中可以看出，仿真系统的输出电压和输出电流波纹很小，除在过零点附近外，其他未出现振荡不稳定现象。

针对辽宁太阳能研究应用有限公司的一台200W 光伏并网微逆变器样机，使用直流电源作为光伏并网微逆变器的输入，做了AC 220V的并网实验，实验平台如图10所示。逆变器的工作电压范围为 22～47V，超出范围逆变器将停止工作。通过实验，得到逆变器的工作效率高于82%，当电网负荷较高时，逆变器的最高效率可达到94%。图11～图13为光伏微逆变器在直流电源输入34.4V时得到的实验波形。

图10 微逆变器并网实验图Fig.10 The experiment diagram for microinverter

图 11为交错反激式变换器的 MOSFET驱动PWM信号，其中CH1为MOSFET1的PWM驱动波形，CH2为MOSFET2的PWM驱动波形，驱动信号交错工作。交错操作减小了输出电流纹波，降低输出电流的总谐波畸变率（Total Harmonic Distortion，THD）。

图11 交错反激MOSFET的PWM驱动信号Fig.11 PWM drive signals for interleaved flyback MOSFET

图12显示了当输入电压为34.4V时，光伏并网微逆变器的并网电压和并网电流波形，其中并网电压值为233.3V，并网电流值为0.67A。从图12可以看出并网电压、并网电流的频率为50Hz，具有很好的正弦性，功率因数为0.959，实现了单位功率因数并网。图13显示了并网电压各次谐波所占基波的百分比，测量显示：在逆变器输出电压有效值为233.3V的情况下，基波电压有效值为208.92V，总的谐波畸变率为1.29%，满足电网质量要求。

图12 微逆变器并网电压和电流波形Fig.12 Grid-connected voltage and current waveforms for the micro inverter

图13 并网电压谐波Fig.13 The harmonic of grid-connected voltage

5 结论

本文通过对交错反激式光伏并网微逆变器的研究与分析，建立了简化的交错反激变换器的电流控制模型，设计了前馈解耦补偿及PI控制器，通过仿真实验验证了控制器的可行性。同时，对于太阳能电池特性，推导了太阳能电池板的利用率与输入解耦电容的关系，通过计算证明，与使用多个光伏组件逆变器相比，使用单光伏组件的微逆变器，在输入解耦电容容量低的情况下，可以达到较高的太阳能组件的利用率。

光伏并网微逆变器是未来光伏并网发电的一个中重要发展方向，尽管本文建立微逆变器系统的成本要高于大功率系统，但这种交错式反激式逆变器为将来将微逆变器小型化、模块化、市场化的发展提供了方向。

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