新型高效率并联谐振直流环节软开关逆变器

王 强 王天施 孙海军 刘晓琴 侯利民

（1. 辽宁石油化工大学信息与控制工程学院 抚顺 113001 2. 辽宁工程技术大学电气与控制工程学院 葫芦岛 125105）

1 引言

功率器件的开关损耗会随着开关频率的提高显著增加，传统的硬开关逆变器在更高开关频率下越来越难以保持较高的效率，而软开关逆变器可以减小功率器件开关损耗，在高开关频率及高效率要求的应用场合更具有优势。为了得到高效、高性能和高功率密度的逆变器，谐振直流环节逆变器以其结构简单、控制方便而受到研究者的关注。从早期的谐振直流环节逆变器[1]、有源钳位谐振直流环节逆变器[2,3]，发展到各种并联谐振直流环节软开关逆变器[4-13]。并联谐振直流环节逆变器具有各元件电压应力低，各开关元件均工作于软开关状态下，电路具有良好的脉宽调制（Pulse Width Modulation,PWM）应用能力等优点，是目前谐振直流环节逆变器拓扑研究发展的主流。

但是目前相关文献提出的并联谐振直流环节逆变器的拓扑结构仍然需要进一步完善。在文献[4-10]提出的拓扑结构中，有一个辅助开关器件被设置在直流母线上，导致该辅助开关器件的通态损耗较大，增加了辅助谐振单元的总损耗；在文献[11]提出的拓扑结构中，虽然辅助谐振电路只有一个辅助开关器件，控制简单而且硬件成本低，但是谐振电感被设置在直流母线上，同样增加了辅助谐振单元的总损耗。目前相关文献已经提出的并联谐振直流环节逆变器的拓扑结构存在的共同缺点是有辅助开关器件或谐振元件串联在直流母线上，随着输出功率的增加，辅助谐振单元的损耗会显著增加，阻止效率大幅度提高，与硬开关逆变器相比，导致满载时的效率提高值低于轻载时的效率提高值。

本文提出一种新型高效率并联谐振直流环节软开关逆变器，弥补了上述提及的不足，且具有以下特点：①辅助谐振单元中的谐振电感和辅助开关器件都位于直流母线的并联支路上，降低了辅助谐振单元的损耗，有利于实现高效率；②逆变桥的主开关操作均为零电压开关，辅助开关实现了零电压开关和零电流开关；③主开关在直流母线零电压凹槽内完成切换以后，不需要控制辅助开关器件，直流母线电压可以自然回升到电源电压；④主开关在直流母线零电压凹槽内切换时，不需要设置死区，通过桥臂短路使谐振电感存储足够的能量，保证主开关在零电压凹槽内完成切换后，直流母线电压可以回升到电源电压。文中对其工作原理进行了分析，给出了不同工作模式下的等效电路图，软开关的实现条件和控制策略，制作了一个功率 5 kW 的实验样机，通过实验来验证本文提出的新型并联谐振直流环节逆变器的有效性。

2 新回路的拓扑结构及基本动作原理

2.1 回路的拓扑结构

新回路的拓扑结构如图1所示，由PWM可控整流器，辅助谐振电路和 PWM逆变器电路组成。辅助谐振电路包括电解电容CF1和CF2，谐振电感Lr，辅助开关器件Sa1和Sa2及其反并联二极管VDa1和 VDa2。PWM逆变器的桥臂上的各开关器件都并联缓冲电容Cs，辅助谐振电路为PWM逆变器开关器件提供零电压开关条件。三相逆变桥的开关器件在直流母线零电压凹槽期间关断或导通，功率器件开关时无电压和电流的重叠，从而降低了开关损耗。为简化分析，做如下假设：①器件均为理想工作状态；②负载电感远大于谐振电感，逆变桥开关状态过渡瞬间的负载电流可以认为是恒流源I0，其数值取决于各相电流的瞬时值及逆变桥6个开关器件的开关状态；③逆变器的6个主开关器件等效为Sinv，主开关器件反并联的续流二极管等效为 VDinv，当Sinv导通时，表示桥臂瞬间短路；④逆变器的 6个缓冲电容Cs等效为Cr，取Cr=3Cs，这是因为逆变器各桥臂上下任意一方的开关器件接通时，都使与其并联的电容Cs短路，正常工作时3个桥臂上的电容相当于3个电容并联。新型的拓扑结构可等效为如图 2所示的电路，Sinv、VDinv和I0组成了 PWM逆变器的等效电路，直流电源E和电感Ld组合在一起等效成 PWM可控整流器提供的直流电源，其中电感Ld用来等效PWM可控整流器输入端的滤波电感La、Lb和Lc，其电感值相对较大。如图2所示，在谐振过程中，当等效电容Cr的电压（直流母线电压）逐渐减小时，等效电感Ld承受的电压逐渐增大，当直流母线电压减小到零时，等效电感Ld承受的电压大小等于E，所以该逆变器由输入端带有滤波电感的三相 PWM可控整流器供电时，直流母线电压可以变化到零。如果直流电源E不是与电感Ld串联，而是与大电容并联，则直流母线电压会被钳位在直流电源电压，不会变化到零。负荷电流I0以图2所示方向流过，各部分电流电压都以图2所示方向为正。

图1 三相谐振直流环节逆变器主电路Fig.1 Three phase resonant DC Link inverter

图2 逆变器的等效电路Fig.2 Equivalent circuit of the inverter

2.2 基本动作原理

本电路在一个开关周期内可以分为8个工作模式，电路的特征工作波形如图3所示，各工作模式的等效电路如图4所示。在图3中，等效开关器件Sinv导通期间表示桥臂处于短路状态。

图3 电路的特征工作波形Fig.3 Characteristic waveforms of circuit

图4 各工作模式的等效电路Fig.4 Equivalent circuits under different operation modes

工作模式：

（1）模式 1（t～t0）：初始状态，电源向负载传输电能，直流母线电流分为两部分：一部分流向负载，其电流值等于I0；另一部分经过Sa1的反并联二极管VDa1流向电容CF1，其电流值等于Ib1，此时Sa1处于开通状态，电路工作在稳态。

（2）模式2（t0～t1）：在t0时刻，接通辅助开关 Sa2，在谐振电感Lr的作用下，降低了流过辅助开关Sa2的电流的上升率，所以Sa2实现了零电流导通。Sa2导通后，谐振电感Lr承受的电压值为E/2，Lr被充电，流过Lr的电流iLr线性增大，同时流过二极管 VDa1的电流以同样的速率线性减小，在t1时刻，当iLr线性增大到电流值Ib1时，二极管VDa1自然关断，模式2结束。本模式的持续的时间为

（3）模式 3（t1～t2）：从t1时刻开始，Lr继续被充电，iLr继续线性增大，同时流过辅助开关 Sa1的电流从零开始线性增大。在t2时刻，当iLr增大到设定值Ib2时，模式3结束。本模式的持续的时间为

（4）模式4（t2～t3）：在t2时刻，关断辅助开关Sa1，在电容Cr的作用下，降低了Sa1关断瞬间端电压的上升率，所以 Sa1实现了零电压关断。Sa1关断以后，Lr和Cr开始谐振，Cr放电，Lr被充电，iLr继续增大，Cr的端电压从E逐渐减小，图2中的电感Ld承受的电压开始增大。Cr的端电压减小到E/2时，iLr增加到最大值，然后Lr开始放电，iLr开始减小。在t3时刻，当Cr的端电压减小到零时，二极管VDinv开始导通，模式4结束。本模式中，iLr和uCr的表达式分别为

把式（5）代入式（3）得到iLr（t3）=Ib2。

（5）模式5（t3～t4）：在t3时刻，直流母线电压下降到零，图2中的电感Ld承受的电压大小等于E，电压极性与直流电源E的极性相反，所以直流电源E不向负载传输电能，二极管VDinv导通，负载电流将通过二极管 VDinv续流，Lr承受电压值为E/2，Lr放电，向电容CF2回馈能量，流过Lr的电流线性减小；在t4时刻，当iLr=0时，本模式结束。因为在t3时刻直流母线电压为零，所以在t3时刻开通Sinv，则Sinv实现了零电压开通。本模式中，iLr表达式为

（6）模式6（t4～t5）：在t4时刻，谐振电感Lr承受的电压值仍然是E/2，iLr开始反向线性增大，二极管VDa2导通，因为电流开始流过等效开关Sinv，所以桥臂处于短路状态。在t5时刻，当iLr反向增大到设定值Ib3时，本模式结束。为了使谐振电感Lr储存足够的能量，以便在模式7的谐振过程中使直流母线电压回升到电源电压E，所以在本模式中必须使桥臂瞬间短路。因为图2中的大电感Ld可以在短时间内有效抑制短路电流的变化，所以短时间的桥臂短路不会损坏直流供电电源。本模式中直流母线电压为零，直流电源已经不向负载传输电能，负载电流通过二极管VDinv续流。因为在t4时刻，iLr=0，所以在t4时刻关断辅助开关 Sa2为零电流关断。本模式的持续时间为

（7）模式 7（t5～t6）：在t5时刻，当iLr反向增大到设定值Ib3时，关断等效开关Sinv，因为此时直流母线电压仍为零，所以 Sinv实现了零电压关断。等效开关 Sinv关断以后，桥臂恢复正常状态，相当于桥臂上的主开关在直流母线电压为零的期间内完成了零电压切换。Sinv关断以后，Lr和Cr开始谐振，Lr和Cr被充电，iLr继续反向增大，Cr的端电压从零逐渐增大，图2中的电感Ld承受的电压开始减小，所以直流电源E开始向负载传输电能。Cr的端电压增大到E/2时，iLr反向增加到最大值，然后Lr开始放电，iLr开始减小。在t3时刻，当Cr的端电压增大到E时，二极管 VDa1开始导通，模式 7结束。本模式中，iLr和uCr的表达式分别为

把式（11）代入式（9）得到iLr（t6）=-Ib3。

（8）模式 8（t6～t7）：在t6时刻，二极管 VDa1导通以后，谐振电感Lr承受的电压值为E/2，Lr放电，流过Lr的电流iLr开始从Ib3线性减小，同时流过二极管VDa1的电流以同样的速率线性增大，因为在t6时刻，Sa1的端电压为零，所以在t6时刻开通Sa1，则Sa1实现了零电压导通。在t7时刻，当iLr线性减小到零时，二极管VDa2自然关断，同时流过二极管 VDa1的电流增大到Ib1，模式 8结束。然后电路返回模式 1，开始下一个开关周期的工作。因为本模式中，iLr从Ib3线性减小零，而流过二极管VDa1的电流以同样的速率从零线性增大到Ib1，所以Ib1=Ib3。模式8持续的时间为

2.3 实现软开关的条件

根据模式4的分析可知，主开关为实现零电压开通，必须使直流母线电压下降到零。由式（4）可知为保证uCr减小到零，谐振电流设定值Ib2需要满足

根据模式 7的分析可知，辅助开关 Sa1为实现零电压导通，直流母线电压必须回升到电源电压E。由式（10）可知为保证uCr增大到E，谐振电流iLr设定值Ib3需要满足

为在全负荷范围内实现软开关，当负载电流最小时，检测出稳态时流过二极管VDa1的电流值Ib1，然后谐振电流iLr的设定值Ib2和Ib3，以及谐振元件参数应保证式（13）和式（14）成立。

3 控制策略

谐振直流环节逆变器的控制主要包括两部分：PWM 逆变器主电路的控制和谐振网络的控制。关于 PWM逆变器主电路的控制，采用新型空间矢量脉宽调制（Space Vector Pulse Width Modulation,SVPWM）方法[12]，其目的是把1个开关周期内，3个桥臂上需要零电压开通的 3个开关器件同时开通，如果零电压凹槽出现在每个开关周期的初始部分，那么需要零电压开通的3个开关器件就可以在零电压凹槽内同时完成导通，有利于减少辅助谐振电路开关动作的次数，具体方法见文献[12]。

需要注意的是硬开关逆变器同一桥臂上的开关器件在切换时，先关断之前处于导通状态的开关器件，经过死区时间后，再开通之前处于关断状态的开关器件，即“先关断，后导通”。但是本文提出的并联谐振直流环节逆变器在每个开关周期的工作过程中，为了使谐振电感Lr储存足够的能量，要求桥臂瞬间短路，所以处于逆变器同一桥臂的开关器件在零电压凹槽内切换时，先开通之前处于关断状态的开关器件，经过时间T0之后，再关断之前处于导通状态的开关器件，即“先导通，后关断”。

谐振网络的控制方法如下：图3所示的逆变桥需要改变开关状态时，主开关的切换滞后一定的时间Ta，以便在直流母线零电压凹槽内动作，在主开关原动作时刻，先接通辅助开关 Sa2，经过时间Tb之后，关断辅助开关Sa1，同时检测直流母线电压，当母线电压下降到零以后，主开关开始动作，先接通之前处于关断状态的主开关器件，这时桥臂进入到短路状态。经过时间T0之后，再关断之前处于导通状态的开关器件。这时桥臂恢复到正常状态，处于同一桥臂的主开关器件在零电压凹槽内完成了切换。主开关完成切换以后，直流母线电压开始自然回升。检测到直流母线电压回升到电源电压时，再次开通辅助开关Sa1。其中辅助开关器件Sa1在关断之后，经过时间Ta1再次接通；辅助开关器件Sa2在接通之后，经过时间Ta2再次关断。根据前面的工作分析可以计算出每个开关周期中各开关器件控制时间。

主开关切换的滞后时间为

在谐振元件参数和谐振电流设定值确定以后，以上控制时间都是固定的，不随负载电流瞬时值变化，即谐振网络采用固定时间控制[13]。

4 实验结果

为验证本文提出的谐振直流环节逆变器的有效性，制作了功率为 5 kW 的实验样机，输出端接三相阻感性负载。实验电路的参数值如表所示。

表 实验电路参数Tab. The parameters of the circuit

直流母线电压ubus的实验波形如图5a所示，可以看出直流母线电压从E下降到零，而后又重新上升到E，出现了多个零电压凹槽，因此，逆变器的开关器件在母线电压为零时，即可以完成零电压开关。谐振电流iLr的实验波形如图 5b所示，与图 3所示的特征工作波形基本一致，图5a和图5b的实验波形验证了逆变器工作原理的正确性。该软开关逆变器在输出频率为50Hz时的线电压uab和相电流

图5 实验波形Fig.5 Experimental waveforms

ia的实验波形如图5c、5d所示，可以看出谐振直流环节逆变器的线电压和相电流的波形依然平滑，其中输出线电压畸变率为1.2%，所以该逆变器的输出电压可以被很好地控制，没有因为直流环节增加辅助谐振电路而受到影响。分压电容CF1和CF2的电压实验波形如图5e所示，可以看出CF1和CF2的稳态电压基本等于输入直流电压的一半，很好地实现了电容均压，保证了电路的可靠运行。图5f为未添加辅助谐振单元，而且主开关没并联缓冲电容时，硬开关逆变器的主开关 S1导通和关断时的端电压和电流实验波形，可以看出开关器件动作时，电压和电流存在明显的重叠区，开关损耗较大。图 5g和图5h分别为添加辅助谐振单元后，本文提出的软开关逆变器的主开关 S1导通和关断时的端电压和电流实验波形，从图5g可以看出主开关S1导通时，端电压已经降到零，S1实现了零电压开通；从图5h可以看出主开关S1关断时，其端电压以相对较低的变化率上升，S1实现了零电压关断。所以从图5g和图 5h可以看出主开关 S1实现了零电压开关，相比于硬开关逆变器，开关损耗明显降低。

实验效率曲线如图6所示，对于固定的三相阻感性负载，图6中的硬开关和软开关的效率特性是通过改变调制度测得的[14-18]，而且测试硬开关效率特性时，移除辅助谐振电路。考虑到读取误差，针对每个测量点，在同一条件下测量5次，最后取其平均值。可以看出在输出功率Po达到额定功率5kW时，本文提出的新型高效率谐振直流环节软开关逆变器的实测效率η达到 95.8%，相比于硬开关逆变器，效率提高5.6%；在输出功率1kW时，其实测效率η达到 90.8%，相比于硬开关逆变器，效率提高 2%，所以相比于硬开关逆变器，本文提出的新型并联谐振直流环节软开关逆变器满载 5kW 时的效率提高值高于轻载1kW时的效率提高值。该软开关逆变器因为直流母线上没有串联辅助开关器件和谐振元件，降低了辅助谐振单元的损耗，所以能获得较高的效率。从图6还可以看出直流母线上有谐振电感的传统谐振直流环节软开关逆变器在输出功率达到额定功率5kW时，实测效率η达到91.4%，与硬开关逆变器相比，效率提高1.2%；在输出功率1kW时，其实测效率η达到 90.5%，与硬开关逆变器相比，效率提高1.7%，所以相比于硬开关逆变器，传统的谐振直流环节软开关逆变器满载 5kW 时的效率提高值低于轻载1kW时的效率提高值，而且满载 5kW 时，其效率比本文提出的软开关逆变器低4.4%，原因在于输出功率变大时，传统的谐振直流环节软开关逆变器直流母线上的谐振电感的损耗大幅度增加，阻碍了效率的提高。

图6 效率曲线Fig.6 Efficiency curve

5 结论

本文提出了一种新型并联谐振直流环节软开关逆变器，与相关文献提出的拓扑结构相比，其辅助谐振单元中的器件都位于直流母线的并联支路上，降低了辅助谐振单元的损耗。通过实验研究得出如下结论：

（1）该并联谐振直流环节逆变器的直流母线电压周期性地形成零电压凹槽，使逆变器的开关器件在母线电压为零时完成切换，实现零电压开关，有利于开关损耗的减小和提高开关频率。

（2）直流分压电容有效地实现了直流电源电压的均压，保证了电路的可靠工作。

（3）逆变器输出的线电压和相电流被很好地控制，电流波形为光滑的正弦波。

（4）在输出功率 5kW 的原理样机上得到了95.8%的实测效率，相对于硬开关逆变器，效率有明显提高。

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