高效率二次整流电路

谢小高 赵 晨 刘士荣 钱照明

（1. 杭州电子科技大学 杭州 310018 2. 浙江大学 杭州 310027）

1 引言

传统中心抽头式容性二次整流电路因其在变换效率及功率密度方面的优势被广泛应用于电流型DC-DC变流器中，如LLC谐振变流器[1-5]和隔离型推挽 Boost变流器等。基于理想情况分析，中心抽头式容性二次整流电路能够将整流管的电压应力钳位于2倍的输出电压，如图1a所示。因此，当其应用于低压大电流输出场合时可以选用较低耐压的整流管（肖特基二极管或同步整流管），可有效地降低导通损耗，提高整机变换效率。但是在实际的工程设计应用中，变压器二次漏感不可忽略。因漏感与整流管寄生结电容在换流时产生寄生振荡所形成的电压尖刺以及漏感本身承受的伏秒平衡显著地增加了整流管的实际电压应力，恶化钳位效果，从而不得不选用较高耐压的整流管，不利于整机变换效率的优化设计，如图1b所示。另外，由于传统中心抽头式容性二次整流电路中没有输出滤波电感，变压器二次绕组、整流管及输出电容将承受较大的纹波电流，如图2所示，这也在一定程度上增加了二次导通损耗和输出滤波器的设计难度。针对传统中心抽头容性二次整流电路所存在的瓶颈问题，本文对改进型容性二次整流电路进行了深入研究，并设计开发300W（12V/25A）LLC谐振变流器样机进行实验验证。理论分析和实验结果都充分表明，通过适当的电路结构变换，容性整流电路整流管电压应力在实际的工程应用中也能够实现有效地钳位，变压器二次绕组及输出滤波电容中的电流纹波得到有效地抑制，从而进一步提高变流器的整机变换效率。

图1 传统中心抽头式容性整流电路整流管电压应力分析Fig.1 Voltage stress analysis of traditional centre-tapped capacitive rectifier configuration

图2 传统中心抽头式容性二次侧整流电路电流纹波分析（应用于LLC谐振变流器）Fig.2 Current ripple analysis of traditional centre-tapped capacitive secondary-side rectifier configuration （in LLC resonant converter）

2 改进型容性二次侧整流电路研究

2.1 非对称改进型容性二次侧整流电路[6,7]

传统中心抽头式容性二次整流电路可对整流管电压应力进行钳位，从而能够安全可靠地选择使用更低耐压等级的整流管，提高变换效率。非对称改进型容性二次整流电路可以在传统中心抽头式容性二次整流电路结构的基础上进行结构演变，详细过程如图3所示。其结构演变的中心思想即为整流管在关断期间提供一个切实有效的钳位通路，等效地增加输出结电容，抑制换流过程中因漏感能量引起的振荡电压尖刺，同时在整流管导通期间钳位电容能量不被消耗，实现在两路整流管之间的循环利用[9]。

图3 非对称改进型容性二次侧整流电路的演变过程Fig.3 The derivation of asymmetric improved capacitive secondary-side rectifier configuration

2.1.1 稳态直流增益分析

变压器的设计必须基于变流器的稳态直流增益分析。在实际工程应用中，传统中心抽头式容性二次整流电路的变压器二次绕组匝比通常设计为对称相当，故由此演变而来的非对称高效率整流电路的变压器一次侧与二次侧绕组匝比方程可类比得到，见式（1）。

式中，DS为一次开关管的有效开关占空比，对于LLC谐振变流器来说，DS=1；nT为变压器一、二次匝比。

2.1.2 整流管电压应力钳位分析

当二次整流管开通占空比对称相等时，由图 3可知回路CAUX→WS1→COUT→WS2，保证了飞跨平衡电容CAUX在稳态工作时平均电压等于输出滤波电容COUT平均电压VOUT。若二次侧选用肖特基整流管VDR1(2)，其等效输出结电容增加至输出滤波电容串联飞跨钳位电容，漏感LKS中的能量不足以在整流管两端形成明显有效的振荡电压尖刺，因此整流管反向阻断电压应力将被有效地钳位在 2VOUT左右，如图4a所示；若二次侧选用同步整流管，并同时利用电流互感器采样电流信号实现同步驱动控制，虽然变压器二次漏感LKS中的能量同样无法在整流管两端形成振荡尖刺，但是电流互感器的绕组漏感以及走线上的寄生引线电感等依然还会和同步整流管的等效输出结电容发生寄生电压振荡，如图4b所示。但是考虑到在实际工程应用中，电流互感器的绕组漏感LCT以及PCB走线的寄生引线电感通常远小于变压器二次绕组漏感，其所存储的能量不足以在整流管两端引起明显的电压尖刺，增加电压应力，故在设计应用过程中可以近似忽略。但即便如此，减小电流互感器的漏感，优化PCB走线，减小寄生引线电感依然是设计的主要考量因素。

图4 非对称改进型容性二次整流电路的电压应力钳位分析Fig.4 The voltage stress clamping analysis of asymmetric improved capacitive secondary-side rectifier configuration

2.1.3 电流纹波抑制分析

飞跨钳位电容CAUX能够在钳位整流管电压应力的同时起到交流旁路作用，在一定程度上抵消输出电流纹波。基于理想分析，忽略变压器的二次绕组漏感影响，则二次电流交流纹波的等效通路如图5a所示。二次电流总交流纹波iSAC根据飞跨钳位电容CAUX和输出滤波电容COUT的阻抗大小实现反比例分流。若考虑二次绕组漏感，忽略飞跨平衡电容CAUX和输出滤波电容COUT上的电压纹波，则在半个能量传递周期中的改进电流纹波等效通路如图5b所示，此时二次电流总交流纹波iSAC根据二次绕组漏感LSK1和LSK2的阻抗大小实现正比例分配。若二次绕组漏感LSK1和LSK2对称，则输出侧的电流纹波iACO只为二次电流总纹波iSAC的一半。如果考虑钳位电容及输出电容的电压纹波影响，则可将其等效为二次绕组漏感的比值变化，iSAC的分配比例也会发生变化。但相比于传统容性整流滤波电路，该整流滤波电路的输出电流纹波iACO明显减小，较小的二次绕组及输出电容 ESR上的电流有效值能对降低导通损耗，提高整机效率起到积极的作用。当该非对称整流电路结构应用于LLC谐振变流器，二次电流应力比较见下表。

图5 非对称改进型容性二次整流电路的电流纹波抑制分析Fig.5 The current ripple elimination analysis of asymmetric improved capacitive secondary-side rectifier configuration

表 二次电流有效值应力比较Tab. Secondary-side current RMS stress comparison

2.2 对称改进型容性二次侧整流电路[8,9]

在非对称改进型容性二次整流电路的基础上，可以演变出对称改进型容性二次整流电路，如图 6所示，进一步加强输出电流纹波抑制效果。非对称型中的输出滤波电容既起到钳位电容的作用，又起到输出滤波作用，因此输出电流纹波抑制能力有限；而对称型采用四个二次绕组和两个飞跨钳位电容，钳位电容在钳位整流管电压应力的同时还能各自旁路一半的二次交流纹波，基于理想分析能够完全抑制输出电流纹波，即便在实际工程应用中因为电路参数的离散性使得输出电流纹波不能完全被抑制，该电路也可以巧妙地利用变压器的二次绕组漏感与输出滤波电容构成一级 LC滤波器，减低输出电压纹波，简化输出滤波器设计。

图6 对称改进型容性二次侧整流电路的演化Fig.6 The derivation of symmetric improved capacitive secondary-side rectifier configuration

2.2.1 稳态直流增益分析

如图7a所示，前半能量传递周期内，二次绕组中只有 WS1和 WS4传递负载能量，WS2和 WS3则分别与飞跨钳位电容CAUX2、CAUX1组成电流纹波抵消环路，虽然承受了二次电流交流纹波，但却不向输出侧传递能量。后半能量传递周期与前半周期对称，因此可以得到稳态直流增益方程，见式（2）。

式中，nP为变压器一次匝数；nS1～nS4分别为变压器的二次绕组匝数；DS为一次开关管开关占空比，LLC谐振变流器的开关占空比DS通常为1。

2.2.2 整流管电压应力钳位分析

和非对称型类似的，对称改进型容性二次整流电路利用两个飞跨钳位电容（CAUX1和CAUX2）有效地将整流管的电压应力钳位在 2VOUT，变压器的二次绕组漏感LSKT中存储的能量不仅无法在整流管两端产生振荡电压尖刺，增加整流管的电压应力，反而还能与输出滤波电容COUT构成一级LC滤波，有利于输出电压纹波的降低，如图7b所示。若二次侧选用同步整流管，并同时利用电流互感器采样电流信号实现同步驱动控制，电流互感器CT1（2）的漏感及走线引线电感依然会和同步整流管的等效输出结电容发生寄生振荡，如图7c所示，但通常这些寄生电感能量通常都非常小，不会明显恶化整流管的电压应力，在实际的工程应用上可以近似忽略。

图7 对称改进型容性二次侧整流电路的电压应力钳位分析Fig.7 The voltage stress clamping analysis of symmetric improved capacitive secondary-side rectifier configuration

2.2.3 电流纹波抑制分析

基于理想分析，忽略变压器二次绕组的漏感，电流交流纹波等效通路如图8所示。为便于分析，可将二次飞跨钳位电容CAUX1(2)及输出滤波电容COUT都等效折算至变压器的一次侧，分别为CARTP1、CARTP2及CORTP，且CARTP1和CARTP2可并联等效为CARTP。因此变压器电流总交流纹波根据CARTP与CORTP的阻抗反比例分配，即

所以当CARTP远大于CORTP时，可有效抑制输出电流纹波。

图8 对称改进型容性二次侧整流电路电流纹波抑制分析（理想）Fig.8 The current ripple elimination analysis of symmetric improved capacitive secondary-side rectifier configuration(ideal)

当考虑二次绕组漏感LSK1～LSK4时，电流交流纹波等效通路如图9所示，其中二次总电流纹波由交流电流源iSAC等效表示，流过飞跨钳位电容CAUX1、CAUX2以及输出滤波电容COUT的电流交流纹波分别为iAC1、iAC2和iACO。如果忽略电容两端的电压纹波，图9a中的电容可以等效为直流电压源，对电流交流纹波量呈旁路特性。再且假设LSK3为k倍的LSK1，LSK4为g倍的LSK2，则电流交流纹波的等效图可简化为图 9c，电流交流纹波分配方程见式（4）。很显然，当漏感比值系数k=g时，输出电流纹波将被完全地抑制抵消。

图9 对称改进型容性二次侧整流电路的电流纹波抑制分析Fig.9 The current ripple elimination analysis of symmetric improved capacitive secondary-side rectifier configuration

3 仿真与实验结果

基于上述理论分析，将非对称及对称改进型容性二次整流电路分别应用于300～400V直流输入，谐振开关工作频率为 100kHz，额定输出功率为300W（12V/25A）的LLC谐振变流器。谐振电感值Lr为91μH，高频功率变压器励磁电感Lm为273μH；谐振电容值Cr为22nF；一次开关管为SPI20N60C3,二次同步整流管为 FDI038AN06，两个电容并联使用。

图 10为非对称改进型容性二次整流电路整流管电压应力和变压器二次绕组WS1中电流iWS1的仿真及实验波形。图11为非对称改进型容性二次整流电路整流管电压应力与飞跨钳位电容CAUX中电流iCAUX的仿真及实验波形。当实际电路的二次绕组参数及一次开关管的有效占空比不完全对称时，iCAUX在开关周期内存在峰值不对称的情况。

图10 非对称改进型容性二次整流电路、二次绕组电流及整流管电压应力仿真（左）与实验波形（右）Fig.10 The simulation (left) and experimental waveforms(right) of IWS1 and VDS of asymmetric improved capacitive secondary-side rectifier configuration

图11 非对称改进型容性二次整流电路、飞跨钳位电容电流及整流管电压应力仿真（左）与实验波形（右）Fig.11 The simulation (left), experimental waveforms(right) of the IWS1 and VDS of asymmetric improved capacitive secondary-side rectifier configuration

图 12为对称改进型容性二次整流电路整流管电压应力及输出电流波形与传统中心抽头容性整流电路做相应的比较。不难看出，虽然对称改进型容性二次整流电路在实际的工程应用中由于参数的离散性问题没能完全抑制输出电流纹波，但相比于传统中心抽头式容性二次整流电路，在整流管电压应力钳位及输出电流纹波抑制方面始终有着明显的优势。

图12 对称改进型容性二次整流电路与传统中心抽头式容性整流电路在整流管电压应力及输出电流纹波上的比较Fig.12 The comparison of VDS and IOUT between the symmetric improved capacitive rectifier configuration and the traditional center-tapped capacitive secondary-side rectifier configuration

相比于传统中心抽头式容性二次整流电路，非对称及对称改进型容性二次整流电路都能实现整流管的电压应力有效钳位，不受变压器二次绕组的漏感能量影响，从而可以安全可靠地选择更低耐压等级的整流管降低导通损耗。同时，电流纹波抑制作用能够降低变压器二次绕组电流及输出滤波电容电流的有效值，降低二次侧剩余部分的导通损耗，最终实现整机变换效率的进一步提高。图13分别为采用非对称改进型容性二次整流电路及采用对称改进型容性二次整流电路与采用传统中心抽头式容性二次整流电路的整机变换效率比较。

图13 整机变换效率比较Fig.13 The comparison of whole conversion efficiency

4 结论

传统中心抽头式容性二次整流电路广泛应用于电流型DC-DC变流器，如LLC谐振变流器等。但是在实际的工程应用中，由变压器二次绕组漏感和整流管寄生结电容在换流时产生的振荡电压尖刺极大地恶化了整流管的电压应力，以至于无法选用更低耐压等级的整流管，无法进一步提高整机变换效率。同时容性二次整流电路承受较大的电流纹波，二次电流有效值较大，增加了输出滤波器的设计难度。本文针对传统中心抽头式容性二次整流电路所存在的瓶颈问题，对改进型容性二次整流电路进行了深入的分析探讨。本文的理论分析及实验结果都充分表明，在传统电路结构的基础上进行适当的拓扑演变，利用飞跨平衡电容可以实现容性二次整流电路整流管电压应力的有效钳位，同时抑制输出电流纹波，降低二次电流有效值，从而实现变流器整机效率的进一步提高。

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