新型并列式混合励磁无刷直流电机结构原理及其磁场调节特性

耿伟伟 张卓然 于 立 严仰光

（南京航空航天大学江苏省新能源发电与电能变换重点实验室 南京 210016）

1 引言

混合励磁电机内部存在永磁和电励磁两个磁势源，其有效结合充分发挥永磁电机和电励磁电机两者的优势。因此，混合励磁电机的高功率密度和宽的磁场调节范围等突出优点使其在电动汽车和航空电源系统中有着重要的应用前景[1]。

现有混合励磁电机结构拓扑多样，大致可以分成以下两类：串联混合励磁和并联混合励磁[2]。结构简单，电机内部整体气隙磁场可调是串联混合励磁电机的主要优点；而并联混合励磁电机基本都具有励磁调节效率高的优点。文献[3]对比分析了串联双励磁电机和并联双励磁电机开路气隙磁场调节能力。由于串联混合励磁电机内部的电励磁磁通需要穿过磁导率相对较低的永磁体，因此串联混合励磁电机的励磁效率一般要低于并联混合励磁电机。当永磁体和电励磁绕组都安装在定子上，有利于实现并联混合励磁电机的磁场调节。

并列式混合励磁电机的研究越来越受学者们的关注，文献[4-7]提出和研究了不同的新型并列式混合励磁电机结构拓扑。文献[8]提出了一种并列式混合励磁交流同步发电机，由永磁同步电机和电励磁同步电机并列组合而成，然而其采用交流励磁，励磁控制复杂，励磁效率相对较低。文献[9]研究了一种并列式混合励磁双凸极电机，包括电励磁双凸极和永磁双凸极两个部分。这些都属于并列式混合励磁电机的典型拓扑结构，容易实现双向励磁调节是这些混合励磁结构拓扑的主要优势。

电励磁双凸极电机（DSEM）可靠性高，励磁无刷，但功率密度相对较低，重载时电枢反应严重。永磁同步电机（PMSM）由于其高功率密度和高效率而被广泛应用在工业生产中，但内部磁场难以调节。考虑在永磁同步电机的基础上引入电励磁双凸极电机从而实现整个电机内部磁场的灵活调节，本文提出了并列式混合励磁无刷直流电机（PHE-BLDCM），是永磁同步电机和电励磁双凸极电机两部分的有效组合，力求在继承永磁同步电机高功率密度优势的基础上，利用电励磁双凸极电机磁场可调的特点克服永磁同步电机电枢绕组磁通难以调节的缺点，实现一种结构简单，励磁无刷的混合励磁电机结构拓扑。本文给出了并列式混合励磁无刷直流电机有效结构和设计原则，并仿真分析了该混合励磁电机的磁场分布和输出电压调节能力。

2 并列式混合励磁无刷直流电机结构和原理

图1给出了并列式混合励磁无刷直流电机的基本结构，左半部分是电励磁双凸极电机部分，右半部分为永磁同步电机部分。两部分定子安装在同一机壳内，转子同轴安装旋转，励磁绕组安装在电励磁双凸极电机部分的定子上。两部分共用一套电枢绕组，混合励磁电机电枢绕组总的感应电动势是电励磁部分和永磁部分两者感应电动势之和。另外，两部分磁路相互独立，电励磁部分无附加气隙，励磁效率高。如图1所示，尽管两部分之间轴向间距气隙大，磁阻大，两部分磁路相互独立，但是穿过整个电枢绕组的磁通是永磁磁通和电励磁磁通之和。如图 2所示，空载时永磁磁通φpm保持恒定，电励磁磁通φem可以通过励磁电流来调节大小和方向，整个混合励磁电机的磁通可以表示为

图1 并列式混合励磁无刷直流电机结构Fig.1 Structure of the PHE-BLDCM.

图2 电枢绕组磁通调节基本原理Fig.2 The basic principle of flux regulation of the armature windings

因此，决定混合励磁无刷直流电机磁场调节范围的关键参数在于对电励磁磁通φem这一变量的设计。为了说明并列式混合励磁电机的磁场调节范围，定义参量Kψ。

式中，ψmax和ψmin分别是每匝线圈总磁链的最大值和最小值。

另外，每匝线圈的总磁链可以表示为

式中，ψpm和ψem为每匝线圈的永磁磁链和电励磁磁链。

空载条件下，ψpm基本不变，ψem随着励磁电流变化而变化，则并列式混合励磁无刷直流电机实现双向励磁调节，ψmax和ψmin可以表示为

式中，ψemmax为ψem的最大值。

通常，设计并列式混合励磁无刷直流电机，需要通过调节电励磁和永磁励磁两部分铁心长度从而使ψemmax=ψpm。因此，根据以上各式可以得出Kψ趋向于无穷大。设计并列式混合励磁无刷直流电机的关键点在于能否通过调节电励磁部分励磁电流来抵消永磁部分的磁场，实现电机内部绕组短路故障时的高效灭磁。当电励磁磁链ψem反向最大时，每匝线圈感应电动势幅值接近为零，以此限制线圈短路时绕组回路的短路电流。

3 组合条件及基本约束关系

不同类型电机并列组合的难点在于不仅要满足磁场调节要求同时也要充分发挥两部分电机的最大优势。因此本文重点研究两种不同类型电机基本组合方案，同时优化设计双凸极电机相电动势波形满足其与永磁同步电机相电动势波形的高效叠加。另外，两种绕组结构形式的设计都能确保电机故障灭磁功能。

3.1 两部分定转子典型组合结构

并列式混合励磁电机的结构拓扑组合的基本条件主要是保证两部分电枢绕组实现直接串联。总体上，实现两类电机的并列组合，永磁同步电机的结构必须与电励磁双凸极电机的结构合理匹配。

（1）由于电励磁双凸极电机的电气频率为f=npr/60，pr是转子极数；因此电励磁双凸极电机的转子极数必须和永磁同步电机的转子极对数相同，从而确保两部分的电气频率相同。

（2）一般的永磁同步电机的定子齿数是电励磁双凸极电机定子极数的2倍。

（3）两部分电枢绕组都采用集中绕组分布形式。例如，以传统三相电机为例，当电励磁双凸极电机结构为3N/2N（N为大于1的整数）极结构，对应的永磁同步电机相应的为6N槽/4N极结构。

如图3所示是三相并列式混合励磁无刷直流电机两部分的截面图。图3给出了两种不同的永磁同步电机结构：图3a是3相24槽/8对极，双层集中绕组永磁同步电机截面图；图3b是3相24槽/8对极结构，单层集中绕组不等齿宽永磁同步电机截面图。图3c是与永磁同步电机对应的3相12/8极结构电励磁双凸极电机截面图。如图所示，三相电枢绕组相位和空间位置分布相同，如永磁同步电机的三相定子齿Ap, Bp, Cp分别对应双凸极电机的三相定子极Ae, Be, Ce。以A相为例，定子齿Ap和定子极 Ae分布在同一机械角位置，根据两类电机的电动势星形图，定子齿Ap和定子极Ae的相位也相同，因此，两部分电枢绕组可实现直接串联。图 4是三相并列式混合励磁无刷直流电机三维结构图，其由图3a永磁同步电机和图3c电励磁双凸极电机组合而成。

图4 三相并列式混合励磁电机Fig.4 General view of the three-phase PHE-BLDCM

3.2 相电动势波形优化

每相电枢绕组穿过永磁同步电机定子齿和电励磁双凸极电机的定子极，每相电枢绕组感应电动势是永磁部分和电励磁部分的电枢绕组感应电动势总和。当电励磁磁通变化方向和永磁磁通变化方向一致时，电枢绕组内部电励磁感应电动势和永磁感应电动势方向相同，属于增磁状态；反之电枢绕组内部电励磁感应电动势和永磁感应电动势方向相反，属于弱磁状态。然而，传统永磁同步电机的相电动势波形不同于电励磁双凸极电机的相电动势波形，因此为了保证两部分相电动势波形高效叠加，需要深入研究两部分相电动势波形优化方案。

传统永磁同步电机的相电动势波形为正弦波或梯形波，而双凸极无刷直流电机转子极弧等于定子极弧时输出功率较大[10]，但此时其相电动势波形半个周期内前后不对称，与永磁电机的梯形波电动势存在显著差异。图5a所示为12/8极电励磁双凸极电机不同转子极弧对相磁链的影响，随着转子极弧的增加，磁链最大值减小，最小值增大，磁链最大值处台阶减小；图5b所示，随着转子极弧的增大，相电动势波形近似梯形波，但幅值略有下降。永磁同步电机采用集中绕组分布方式，相感应电动势近似梯形波，如图5b所示。比较不同转子极弧下电励磁双凸极电机的相电动势波形和永磁同步电机相电动势波形，转子极弧为20°为宜，永磁同步电机部分和电励磁双凸极电机部分的相感应电动势波形近似，因此两部分感应电动势叠加更加高效合理。因为两部分感应电动势波形近似梯形波，该并列式混合励磁电机比较适合作为直流电动机或发电机。

图5 双凸极电机转子极弧对输出特性的影响Fig.5 The influence of rotor-pole width on phase flux and EMF waveforms of DSEM

3.3 绕组形式

以图4中三相并列式混合励磁无刷直流电机为例，本文设计了两种电枢绕组连接方案。对于多相电机绕组设计基本遵循三相电机原则。

当永磁同步电机采用图 3a所示传统等齿宽定子结构，并列式混合励磁无刷直流电机绕组采用如图 6a所示结构。当永磁同步电机的定子为如图 3b所示不等齿宽结构时，如图6b所示绕组结构比较适合。如图6b所示，电枢绕组每匝线圈间隔一个定子齿嵌线，宽齿绕线，窄齿作为容错齿，相与相之间物理隔离和电气隔离。由于电枢绕组每匝线圈穿过永磁同步电机的定子齿和电励磁双凸极电机的定子极，穿过电枢绕组的磁通由电励磁磁通和永磁磁通两部分组成，因此调节电励磁部分的励磁电流可以有效调节整个电枢绕组的磁通。更重要的是，当并列式混合励磁无刷直流电机内部绕组发生短路，通过励磁电流的调节实现反向弱磁，可以抵消永磁部分磁通，从而实现整个电机的短路故障灭磁。

图6 三相并列式混合励磁无刷直流电机电枢绕组Fig.6 The armature winding connections of the three-phase PHE-BLDCM

4 有限元仿真分析及其输出特性验证

并列式混合励磁无刷直流电机由电励磁双凸极电机和永磁同步电机两部分组成，两部分磁路相互独立，考虑到二维有限元仿真效率更高，分别建立永磁同步电机和电励磁双凸极电机的仿真模型，深入研究两部分各自的输出特性。下表给出了永磁同步电机和电励磁双凸极电机两部分的关键结构参数。

表 并列式混合励磁电机关键结构参数Tab. The key parameters of prototype machine（单位：mm）

图 7a给出了空载下永磁同步电机部分的相电动势波形；图7b所示为电励磁双凸极电机空载下不同励磁电流相电动势波形。两部分相电动势波形都是梯形波，从而保证相电动势波形的高效叠加，如图7c所示为两部分相电动势波形叠加结果。从图中可以看出，通过调节励磁电流的大小和方向，可以实现整个直流电机相电动势的增大或减小。当励磁电流为-10A，相电动势幅值接近为零。

图7 转速6 000min相电动势波形Fig.7 The phase voltage waveforms at 6 000 rmin

为了进一步研究验证并列式混合励磁无刷直流电机输出特性及磁场调节能力，建立并列式混合励磁电机的三维有限元模型，并对其进行了仿真研究，图8所示为3D有限元网格剖分。

图8 3D有限元网格剖分Fig.8 3D grid mesh

研究分析并列式混合励磁无刷直流电机基本输出特性，作为三相无刷直流发电机在软件Maxwell3D里建立模型进行场路耦合分析。通过三相全桥整流电路与发电机三相电枢绕组连接，实现整流输出直流电压。

如图9所示为不同励磁电流下转子位置不变，轴向气隙磁通密度分布图，尽管永磁同步电机部分气隙磁通密度基本保持不变，电励磁双凸极电机部分的气隙磁通密度通过励磁电流的调节容易，因此整个并列式混合励磁无刷直流电机的平均气隙磁通密度随着励磁电流的变化而变化。

图9 不同励磁电流下轴向气隙磁场分布Fig.9 Axial air-gap flux density distributions with different DC excitation currents

图 10给出了转速 6000r/min时不同励磁电流下，相绕组磁链波形。当If＞0, 对比励磁电流为零时，相磁链增大，属于增磁状态；反之，If＜0，相磁链减小，属于弱磁状态。从图中可以看出双向励磁调节作用明显，相电压可以通过励磁电流有效调节。此外，相磁链并非像传统混合励磁电机可以完全弱磁到零，而是固定在某一恒定值，相应的相感应电动势为零，其主要是双凸极电机部分磁链单极性脉动原理决定的。

图10 不同励磁电流相磁链Fig.10 The phase flux linkage with different excitation currents

当励磁电流5A，转速 6000r/min，空载时并列混合励磁无刷直流电机三相感应电动势如图 11所示。A、B、C三相感应电动势波形对称，且各相近似梯形波。

图11 励磁电流5A时三相感应电动势波形Fig.11 Three-phase EMF waveforms at excitation current 5A

如图 12所示给出了并列式混合励磁无刷直流电机在转速6000r/min时的空载特性。

图12 并列式混合励磁无刷直流电机空载特性Fig.12 Output voltage versus excitation current定义电压调节系数λ为

式中，U为直流输出电压；U0为直流励磁电流为0时输出电压。

当励磁电流从-10A到 10A变化时电压调节系数从-79%到+84%。

图13是励磁电流10A，转速6000r/min时并列式混合励磁无刷直流电机以及永磁部分和电励磁部分的负载特性曲线。并列式混合励磁无刷直流电机的电压调整率在永磁部分和电励磁部分之间。整个混合励磁电机输出功率是永磁部分和电励磁部分的总和，最大输出功率达19.8kW。

图13 并列式混合励磁无刷直流电机负载特性Fig.13 Output voltage versus load current

5 结论

本文探索研究两种不同类型无刷电机组合以构成新型混合励磁无刷直流电机的可行性和运行特性。给出满足电机气隙磁场可调和绕组短路故障灭磁要求下的两类电机组合原理和约束条件，主要包括永磁同步电机与电励磁双凸极电机定、转子槽/极数的匹配原则，电枢绕组串联结构形式以及电励磁双凸极电机的转子极弧设计方法。通过二维有限元法研究了两种电机的电压波形和相互叠加的效果，证明了两类电机并列组合的可行性和合理性。进一步建立三维有限元模型，分析结果表明并列式混合励磁无刷直流电机具有良好的双向励磁调节性能和宽广的气隙磁场调节范围。其继承了永磁同步电机和电励磁双凸极电机的优势，具有无刷励磁，转子结构简单可靠，励磁调节能力好，功率密度相对较高等特点。

[1] 赵朝会, 秦海鸿, 严仰光. 混合励磁同步电机发展现状及应用前景[J]. 电机与控制学报, 2006, 10(2):113-117.Zhao Chaohui, Qin Haihong, Yan Yangguang. Present status and application perspective of hybrid excitation synchronous machine[J]. Electric Machines and Control, 2006, 10(2): 113-117.

[2] Amara Y, Vido L, Gabsi M, et al. Hybrid excitation synchronous machines: energy-efficient solution for vehicles propulsion[J]. IEEE Transactions on Vehicular Technology, 2009, 58(5): 2137-2149.

[3] Bali H, Amara Y, Barakat G. Analytical modeling of open circuit magnetic excitation in wound excitation and series double excitation synchronous machines[J].IEEE Transactions on Magnetics, 2010, 46(10):3802-3815.

[4] Nedjar B, Hlioui S, Amara Y. A new parallel double excitation synchronous machine[J]. IEEE Transactions on Magnetics, 2011, 47(9): 2252-2260.

[5] Kamiev K, Nerg J, Pyrhonen J. Hybrid excitation synchronous generators for island operation[J]. IET Electric Power Applications, 2012, 6(1): 1-11.

[6] Zhang Gan, Cheng Ming, Hua Wei. Analysis of the oversaturated effect in hybrid excited flux-switching machines[J]. IEEE Transactions on Magnetics, 2011,47(10): 2827-2830.

[7] 张卓然, 周竞捷, 严仰光, 等. 新型并列结构混合励磁同步电机的结构和原理[J]. 中国电机工程学报,2009, 29(9): 83-89.Zhang Zhuoran, Zhou Jingjie, Yan Yangguang.Construction and operation principle of a novel coordinate structure hybrid excitation synchronous machine[J]. Proceedings of the CSEE, 2009, 29(33):83-89.

[8] Liu Mingji, Ji Yang, Li Li, et al. Research on the modeling and simulation of coordinate structure hybrid excitation synchronous generator with AC excitation[C]. Electrical and Control Engineering 2011 International Conference, 2011: 3616-3619.

[9] Chen Zhihui, Sun Yaping, Yan Yangguang. Static characteristics of a novel hybrid excitation doubly salient machine[C]. Proc. of 8th Int. Conf. on Electrical Machines and Systems, Nanjing(China),2005: 718-721.

[10] 张卓然, 周竞捷, 严仰光, 等. 电励磁双凸极发电机转子极宽对输出特性的影响[J]. 中国电机工程学报, 2010, 30(3): 77-82.Zhang Zhuoran, Zhou Jingjie, Yan Yangguang, et al.Influence of rotor pole width on output characteristic of doubly salient electro-magnetic generator[J].Proceedings of the CSEE, 2010, 30(3): 77-82.