10 kV碳化硅柔性直流功率变换单元设计

韦甜柳，李巍巍，杨煜，喻松涛，何智鹏

(直流输电技术国家重点实验室(南方电网科学研究院有限责任公司)，广东 广州 510663)

随着大功率电力电子技术飞速发展，柔性直流技术在低压小容量到高压大容量全范围都有良好的应用前景[1-6]。由于传输功率不断增加，直流工作电压不断升高，目前最新的柔性直流输电技术已经发展到了±800 kV/5 000 MW等级[7-8]。换流阀是柔性直流输电的核心设备，换流阀的核心元件是绝缘栅双极型晶体管(insulated gate bipolar transistor，IGBT)。目前应用于柔性直流输电领域的大功率电力电子器件主要以硅材料器件为主，由于硅材料本身的限制，传统硅基器件性能已经接近其极限，发展空间十分有限。由于换流阀工作时承受的电压高达数十万伏，电流高达几千安培，在此电压等级下，通常采用数量众多的硅基器件功率模块串联拓扑结构实现高电压等级的电能变换，造成各个器件之间的均压难度大，控制复杂，成本增大。同时，以硅作为基础材料的换流阀会产生巨大的功率损耗[9]。

碳化硅器件采用第3代功率半导体材料，打破了传统硅基器件的局限性，简化了拓扑结构，降低了装置成本，成为电力电子器件一个新的发展方向。碳化硅器件在电力系统中的应用，能显著提高功率变换系统的功率密度，提高效率，减少散热器的体积、重量和成本等。在15 kV以上的中高电压应用领域，碳化硅IGBT综合了功耗低和开关速度快的特点，相对于碳化硅金属氧化物半导体效应晶体管(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor，MOSFET)以及硅基IGBT、硅基晶闸管等器件具有显著的技术优势，适用于高压电力系统应用领域。碳化硅IGBT可提供拓扑简单、结构紧凑、效率高的电能变换方案，使单个器件的耐压性能得到提升，不仅能减少所需的电力电子器件数量，同时显著降低损耗，有望在柔性直流输电、柔性直流配电、直流断路器、电力电子变压器、分布式可再生能源发电、电动汽车、柔性交流输电系统等电网应用场合取得突破[9-11]。

在电网场景应用方面，T. Zhao等人开展了基于10 kV碳化硅电力设备的固态变压器研究[12]；F. Wang等人开展了基于13 kV碳化硅MOSFET的固态变压器研究[13]；K. Hatua等人开展了基于15 kV碳化硅IGBT的智能变电站研究[14]；南方电网科学研究院有限责任公司开展了先进宽禁带电力电子器件应用研究、通用功率变换单元研制及试验技术研究，已初步形成基于全碳化硅器件的5 kV柔性直流功率变换单元技术方案；国家电网全球能源互联网研究院有限公司牵头承担国家重点研发计划项目“高压大功率SiC材料、器件及其在电力电子变压器中的应用示范”，在外延材料生长、6.5 kV/400 A碳化硅模块研制方面全部采用国产外延片，并研制出高压MOSFET芯片，完成电力电子变压器主电路拓扑设计；特变电工股份有限公司已开展了基于全碳化硅功率器件的能源路由器工程化应用研究。

本文以南方电网某柔性直流输电工程(输送功率1 000 MW，直流电压±350 kV)为例，设计全碳化硅器件的10 kV柔性直流功率变换单元，分析模块化多电平换流器(modular multilevel converter，MMC)的工作原理和半桥拓扑结构，提出了功率单元器件参数选择方法和抑制碳化硅驱动信号串扰的方法，设计针对碳化硅的优化保护电路，利用PLECS软件仿真换流阀的损耗情况，并开展碳化硅器件方案和硅器件方案的损耗及谐波对比分析，最后对碳化硅器件方案的经济效益进行简单估算。

1 MMC工作原理

1.1 MMC基本单元的拓扑结构

相比于两电平或三电平拓扑结构，MMC拓扑结构在波形质量、损耗和可靠性等方面拥有较明显的优势，因此已迅速发展成为世界范围内柔性直流工程的主流拓扑结构[1-4]。

MMC系统具有多个子模块功率单元，由于电平数多，IGBT开关频率低(一般在200 Hz以内)，因此损耗较小，也更适合高压大功率直流电网需求。在MMC拓扑结构下，柔性直流换流阀由数量众多且一致的功率变换单元组成。MMC的桥臂由子模块级联方式构成，每个桥臂由N个子模块和1个串联电抗器构成，每相分上下2个桥臂，如图1所示；调制原理采用阶梯波调制，通过多个子模块的直流电平投入和切除控制使输出波形跟踪调制波，如图2所示，其中Uref1表示调制波，Uconv表示MMC输出的阶梯波。

图1 MMC拓扑Fig.1 MMC topology

图2 MMC调制原理Fig.2 MMC modulation principle

1.2 子模块工作原理

MMC子模块拓扑如图3所示，其中VT1和VT2为全控器件，VD1和VD2为反并联二极管，C0为子模块直流侧电容器C0的电容值，uC为电容电压，usm为子模块两端的电压，ism为流入子模块的电流。子模块共有3种工作状态，分别是闭锁状态、投入状态和切除状态，其中闭锁状态在正常运行时不允许出现。通过控制VT1和VT2的开关状态，实现子模块的投入和切除，从而实现电容电压uC的投入或者切除。

图3 MMC子模块拓扑Fig.3 MMC Sub-module topology

2 功率变换单元设计

2.1 设计参数

根据设计要求的1 000 MW功率和±350 kV电压等级，计算直流电流

(1)

式中：PvN为额定直流功率；Udc为直流正负极之间的直流电压。

本文设计的功率变换单元额定电压为10 kV，要实现直流电压±350 kV的要求，MMC单元1个桥臂上串联的子模块总数

(2)

式中Uc为子模块电容电压平均值。按照8%冗余数量来计算，1个桥臂的模块总数量是76。功率变换单元需要确定半桥子模块电路中功率器件VT1、VT2、VD1、VD2和电容器C0的参数，并需要设计驱动电路及保护电路。

2.2 IGBT及其并联二极管选型

IGBT核心参数的选择包括额定工作电压和额定工作电流。

从式(1)可知，额定直流电流约为1 428.6 A，为计算方便，将额定直流电流设定为1 500 A。目前市面上现有的碳化硅器件尚未达到1 500 A级别。为满足设计的参数需求，考虑2倍设计裕度，结合现有的碳化硅器件情况，选择美国Cree公司的芯片级碳化硅器件4H-SiC n-IGBT，其工作电压为27 kV，最大工作电流为20 A。芯片级碳化硅器件一般需采用压接式封装使用。压接式封装结构采用多个碳化硅芯片并联实现大电流要求，其静动态均流问题更多是依赖芯片的一致性来保证。作为器件应用端，本文暂以并联理想情况考虑，即不考虑静动态均流问题，假定可以通过150个碳化硅IGBT芯片并联来满足模块1 500 A电流等级需求。

二极管参数的选择包括额定工作电压和额定工作电流。VD1、VD2作为VT1、VT2的反并联二极管，其工作电压和工作电流要求与IGBT相同。同理，考虑2倍设计裕度，选择27.5 kV/20 A的4H-SiC二极管[15]，以理想情况假定采用150个芯片并联即可满足模块1 500 A电流等级要求。

2.3 电容器选型

电容器参数的选择包括电容的工作电压和容值。电容器需要承受的额定工作电压是10 kV直流电压，需要考虑1.35～1.50倍裕度，即需要选择标称工作电压13.5～15.0 kV的直流电容。

子模块电容容值的选择需考虑电容电压波动。根据文献[1]，引入描述子模块电容大小的通用指标等容量放电时间常数H，其定义是MMC所有子模块电容器额定储能之和以MMC容量大小的功率放电能够持续的时间长度，即

(3)

电容电压波动率

(4)

取电容电压波动率为10%，可得

(5)

将式(5)代入式(3)，可得到子模块电容的容值

(6)

2.4 驱动及保护电路设计

驱动电路作为高压主电路和低压信号控制电路的接口，是碳化硅器件应用的关键技术和难点之一，其好坏直接决定了功率变换单元能否可靠稳定运行。同时，优化的驱动电路能更大限度地呈现出理想的开关特性，减少开关时间，降低开关损耗，提高功率变换单元的效率。

2.4.1 串扰问题

由于碳化硅IGBT在开关时的电压、电流变化率较高，通过米勒电容向门极注入或抽取电流影响门极电压，即在开关时刻形成串扰[16-17]。在桥式电路中，设初始时刻上、下管均保持关断，当上管由关断变为开通状态时，随着上管电压下降，下管关断电压随之上升。由于寄生电容Cgc的存在，会有如图4所示的寄生电流产生，使得下管IGBT的门极电容充电；当门极与发射极间的电压Uge大于门极阈值电压Uth后下管导通，使得半桥中上下两管发生直通短路，影响器件安全运行。图4中，UCC为正驱动电压，UEE为负驱动电压，Uce为集电极与发射极间电压，Rg为门极电阻，Cdc为直流电容。

图4 驱动串扰示意图Fig.4 Schematic of driver crosstalk

与硅IGBT相比，碳化硅IGBT的开关速度更快，因此流过寄生电容Cgc的电流更大；且碳化硅IGBT的寄生电容值Cgc更小，受寄生电流的影响更明显。因此，需考虑半桥模块中的驱动串扰问题。

目前抑制驱动电路串扰所采取的主要方案是减小负驱动电压UEE的幅值，或者采用有源米勒钳位电路，为寄生电流提供低阻抗路径，从而避免向IGBT门极充电。

2.4.2 短路保护问题

保护电路在恶劣的工作环境中为功率变换单元提供必要的保护，提高系统的安全性、可靠性，能在过压、过流、过热等故障状态下及时检测并保护功率器件。与传统的硅器件相比，碳化硅器件的开关速度更快，短路耐受时间更短，工作温度范围更宽，且受电路寄生参数影响更大。碳化硅电流密度较大，使其短路电流承受能力降低。通常认为，碳化硅短路保护时间需要控制在2 μs内，以保证器件不会发生短路失效。短路保护电路首先需要检测到故障，然后再进行故障保护动作，因此对故障检测的准确性和时效性要求很高。因此，为充分发挥碳化硅器件的优势，碳化硅模块的驱动电路也面临着新的挑战。

2.4.3 驱动电路结构设计

为了提高驱动电路的抗共模干扰能力，需要对驱动电路的结构加以改进，改进后的驱动电路结构和开关噪声模型如图5所示。与传统的驱动电路结构不同，改进后的驱动电路采用隔离芯片和隔离驱动芯片将信号地和驱动地隔离开来，从图5(b)的开关噪声模型可以看出，所加入的隔离芯片在信号地平面加入了额外的阻抗，使得高频的共模电流不再流入信号地平面，从而解决了碳化硅IGBT开关过程中电压变化率过高带来的共模干扰问题。图5(b)中，Zout_Sig表示信号电路输出阻抗，Zout_Pwr表示驱动电路输出阻抗。

图5 改进驱动电路结构和开关噪声模型Fig.5 Improved driving circuit structure and switching noise model

2.4.4 驱动芯片的选择

现有的驱动芯片主要针对硅IGBT或硅MOSFET开发，专门针对高压碳化硅器件进行性能优化的驱动芯片较少，因此需要进一步考虑驱动芯片的性能。高压碳化硅要求驱动电路具有较高的退饱和检测阈值和较小的退饱和检测延时。在有源米勒钳位电压方面，碳化硅的驱动串扰问题更为严重，因此需要更低的米勒钳位电压。通过对比，拟选择传输延时较小、驱动电流较大的TI公司的ISO5852驱动芯片进行设计。

本文对短路保护电路进行了改进，改进后的短路保护电路如图6所示，主要包含3个部分：退饱和检测电路、逻辑控制器和软关断电路。图6中，Uref为参考电压，Rdiv1、Rdiv2、Rblank、Rsoft为电阻，Cblank为电容，S1为三极管。

图6 一种改进的短路保护电路Fig.6 An Improved short circuit protection circuit

退饱和检测电路的具体工作原理如下：缓冲器输出的25 V电压通过电阻Rblank向电容Cblank充电，当碳化硅IGBT工作正常时，Cblank两端电压较小(经分压电阻分压后电压小于Uref)，因此比较器输出低电平；当发生短路后，碳化硅IGBT两端压降上升，Cblank两端电压随之上升，使得比较器输出逻辑由负变正，从而检测到短路故障。

采用外部电路搭建退饱和检测电路的好处是可以自由选择退饱和检测电压阈值，以满足高压碳化硅器件的需求。当逻辑控制器收到短路信号后，通过向软关断电路输出关断信号，S1导通，器件的门极通过电阻Rsoft和S1放电，Rsoft的阻值需远大于正常的关断驱动电阻阻值。

3 仿真及对比分析

3.1 仿真分析

以南方电网某工程作为算例，应用PLECS仿真软件分别对2种设计方案进行仿真分析。由于模块数有变化，首先需分析模块数变化后桥臂电感是否需要变化。

根据参考文献[1]，影响桥臂电感值的主要有3个方面因素：①桥臂电感具有联接电抗器的作用；②桥臂电感可抑制环流，同时要避免环流谐振现象的发生；③桥臂电感可抑制换流器内部故障和直流侧故障时流过桥臂的故障电流上升率。根据以上分析，桥臂电感作为联接电抗器时与模块数关系不大；同时，因为换流器的整体容量和整体工作电压并没有变化，内部故障和直流侧故障时流过桥臂的故障电流仍然一样，桥臂电感用于抑制直流侧故障电流上升率因素对桥臂电感的取值要求很低，桥臂电感值不需要变化；真正对桥臂电感取值有影响的是桥臂电感必须避开2倍频环流谐振角频率，桥臂电感的取值原则是使相单元串联谐振角频率尽量远离2倍频环流谐振角频率。根据电容取值，计算相单元串联谐振角频率

(7)

从计算结果可以看出，串联谐振角频率为404.68 rad/s，在电网额定角频率附近，不会引起2倍频环流谐振，符合设计要求；因此，本文中的模块数变化后不需要调整桥臂电感的大小。

根据某直流工程的参数及设计参数，本文采用的仿真参数见表1，仿真波形如图7和图8所示。

表1 仿真参数Tab.1 Simulation parameters

从图7、图8可以看到：电网电压与电网电流均基本稳定；硅器件方案子模块电压最高1.75 kV、最低1.46 kV，电压波动范围为290 V，电压波动率为±9.1%；碳化硅器件方案子模块电压最高10.87 kV、最低9.09 kV，电压波动范围为1.78 kV，电压波动率为±8.9%。通过仿真结果可以看出，硅器件方案和碳化硅器件方案的子模块电压波动率基本一致且均在波动允许范围(10%)内，可以在此基础上进一步研究相同电压波动率情况下2种方案的功率器件损耗情况。

图7 硅器件方案仿真结果Fig.7 Simulation results of Si device scheme

图8 碳化硅器件方案仿真结果Fig.8 Simulation results of SiC device scheme

3.2 谐波分析

对于MMC来说，每个桥臂有N个子模块，其输出的交流电压的电平数是N+1个，子模块数量N直接影响MMC输出交流电压谐波性能；因此需要对MMC换流器并网点的输出电压和输出电流波形进行谐波分析，结果见图9至图12。

图9 硅器件方案电压总谐波畸变率Fig.9 Voltage total harmonic distortion of Si device scheme

图10 硅器件方案电流总谐波畸变率Fig.10 Current total harmonic distortion of Si device scheme

图11 碳化硅器件方案电压总谐波畸变率Fig.11 Voltage total harmonic distortion of SiC device scheme

通过对比分析可以发现：使用硅器件方案的三相电压总谐波畸变率分别为0.285%、0.283%、0.283%，三相电流总谐波畸变率分别为0.780%、0.762%、0.776%；使用碳化硅器件方案的三相电压总谐波畸变率分别为0.373%、0.380%、0.385%，三相电流总谐波畸变率分别为0.838%、0.950%、0.945%。

图12 碳化硅器件方案电流总谐波畸变率Fig.12 Current total harmonic distortion of SiC device scheme

从结果来看，当使用碳化硅器件时，由于模块数变少，MMC并网点输出电压和输出电流的总谐波畸变率会有一定程度的上升，但差别不大。这是因为当模块数达到一定程度后，输出的电压、电流谐波含量已经非常小。根据参考文献[1]，一般当MMC的模块数大于50时，MMC输出电压和输出电流的谐波已经可以满足要求。

3.3 损耗分析

MMC损耗主要包括IGBT导通损耗、二极管导通损耗、IGBT开关损耗及二极管反向恢复损耗[18-20]。除了开关器件的损耗之外，MMC中还包含了很多其他器件，与开关器件相比，这些器件的损耗都非常小，可被忽略；因此，本文主要针对器件导通损耗和开关损耗进行分析。

根据运行工况参数对柔性直流换流阀进行准确的损耗分析与计算指导效率优化、元器件选型和散热器设计，是设计的一个重要环节。MMC实际运行工况非常复杂，且子模块中各开关器件功率损耗和结温分布特性随运行工况不同而发生变化，难以精确计算功率损耗[21-23]。本文应用PLECS软件的损耗仿真分别得到基于硅器件方案和基于碳化硅器件方案的换流阀中各种器件损耗，结果见表2。

根据文献[24-25]，采用硅器件的直流工程满载损耗率数据大概在0.86%～1%，与本文的仿真结果(0.81%)差别不大，因此可认为PLECS的软

表2 额定状态下的换流阀损耗情况Tab.2 Power loss of converter valve under rated condition

件误差在允许范围内。

器件损耗对比如图13所示，通过对比可知，使用碳化硅器件方案可大大降低IGBT和二极管的通态损耗。相同功率条件下，以硅器件方案为基准：碳化硅器件方案的IGBT通态损耗降低了79.5%；二极管通态损耗降低了96.9%；同时，由于子模块数的减少，碳化硅子模块的动作次数增加，导致IGBT的开关损耗提高了5.2%，二极管开关损耗提高了176.5%；总体损耗降低了34.2%。仿真结果对比表明利用碳化硅器件可以降低MMC整体的功率损耗。

图13 损耗构成及对比Fig.13 Composition and comparison of converter’s loss

此外，随着柔性直流输电电压等级的升高，硅器件方案中子模块串联数量的增加会极大提升均压控制的难度。相比之下，碳化硅器件方案中子模块串联数量仍有较大的增加空间。同时，随着子模块数量的增加，碳化硅器件方案中IGBT器件和二极管的开关损耗会降低。

4 经济效益分析

从仿真结果可以看出，碳化硅器件方案可明显减小柔性直流换流阀的整体损耗，降低散热系统的散热容量，节省的能量可以直接输送给用户，减少了非可再生能源的消耗，实现了节能环保和经济利润的双重收益。本文以±350 kV/1 000 MW柔性直流输电工程为例，估算使用碳化硅器件代替硅器件带来的直接经济效益。

由于现阶段的高压碳化硅器件技术还不成熟，存在载流子寿命问题，良品率不高，暂时无法实现规模化生产，成本相对于硅器件仍然偏高。文中提到的27 kV碳化硅器件只是实验室样片，尚不具备进入实用的条件，无具体价格信息，因此以下计算暂不考虑器件成本因素。

按碳化硅器件方案和硅器件方案分别计算，碳化硅器件方案的功率损耗为5.34 MW，硅器件方案的功率损耗为8.11 MW，碳化硅器件方案相对于硅器件方案可减少损耗2.77 MW。从±350 kV的高压应用场景来看，损耗降低引起换流阀电流减少13 A左右，对于外围器件(如柔性直流变压器、套管、电抗器等)的成本影响不大，因此暂不考虑外围器件的成本降低影响。整流站和逆变站总计可减少损耗5.54 MW，随着整体损耗的降低，换流阀散热系统的成本也会降低，按某工程散热系统10万元/MW估算，可节约散热系统投资55.4万元。假定柔性直流工程全年365天均工作在额定工况，使用碳化硅器件方案每年耗电9.36×107kWh，使用硅器件方案每年耗电14.22×107kWh。采用碳化硅器件方案每年可节省4.86×107kWh电能，按照最低的普通居民用户电价0.5元/kWh来估算，每年所节省的电能损耗即可产生直接经济效益2 430万元。

5 结束语

碳化硅器件的应用将对柔性直流换流阀的设计和运行性能有着重要影响。以南方电网某±350 kV/1 000 MW柔性直流工程为例，本文针对全碳化硅器件的10 kV/1 500 A柔性直流功率变换单元作了初步研究，进行了功率器件和电容选型，并根据碳化硅器件的特点优化了适用于碳化硅器件的隔离型驱动电路，设计了保护电路，最后仿真分析了碳化硅器件与硅器件在柔性直流输电工程应用场景下的谐波及功率损耗并进行对比分析。

通过仿真对比碳化硅器件和硅器件对柔性直流系统整体损耗的影响。在额定工况下，整个直流工程两侧换流站采用碳化硅器件方案的功率损耗约为10.69 MW，采用硅器件方案的功率损耗约为16.23 MW。采用碳化硅器件方案可减少约34.2%的换流阀损耗，显著降低对冷却设备的要求，减小设备的体积与重量，可节约散热系统投资55.4万元。采用碳化硅器件方案每年可节省4.86×107kWh电能，按照最低的普通居民用户电价0.5元/kWh来估算，每年所节省的电能损耗即可产生直接经济效益2 430万元。

综上所述，目前碳化硅器件成本偏高，现阶段在高压直流输电中应用碳化硅器件存在巨大的成本压力，这是碳化硅器件应用面临的最大问题。但碳化硅能够显著降低损耗，是未来的发展方向。随着技术的进步，碳化硅成本下降，碳化硅器件有望全面推广到柔性直流输电工程中，每年将节省大量的电能，带来巨大的经济效益和生态环境效益。此外，碳化硅可进一步简化电路拓扑，减少功率器件的数量，提高系统可靠性与稳定性。