基于SiC MOSFET 的单相三电平变换器设计

陈 晓，赵亚东，张 瑜

（安阳工学院机械工程学院，安阳455000）

交直交变换器可广泛应用于各种工业电力产品设计，如电能质量调节器、潮流控制器、电力电子变压器和电动汽车充电桩等[1-5]。单相交直交变换器可实现交流电能质量调节，以保护敏感负载如计算机、牵引电气设备、通信设备和充电设备等免受干扰的影响。

文献[6-8]中提出了三桥臂单相交直交变换器，整流器和逆变器共享一个公共桥臂， 相对于文献[9-11]所描述的四桥臂单相交直交变换器，可显著减少开关器件数量和提高装置功率密度，文献[8]基于H∞控制理论， 建立了系统的周期平均模型，并设计了最优H∞输出动态反馈控制器，但控制算法复杂度高，且只有仿真分析，无实验验证。 文献[12]指出，三桥臂交直交变换器中公共桥臂为负载谐波提供了一条额外的电流路径， 故可提高功率因数。同时，互异向电流在公共桥臂中相互抵消，使得电流幅值最小，从而优化导通损耗，但整流和逆变桥臂仍会产生与四桥臂变换器相同的损耗。 近年来，三电平电路拓扑得到了广泛研究，与两电平拓扑相比，其开关器件只是承担了一半的电压应力，优化了开关损耗，降低了谐波。 为此，文献[13-15]将单相三桥臂交直交变换器拓扑中整流器和逆变器桥臂升级为中点箝位型三电平电路以减少开关损耗，而文献[15]还利用冗余矢量实现了均压的一维空间矢量脉宽调制算法，但算法并未考虑损耗问题，由于桥臂电流必须流过2 个开关器件[16]，故此拓扑结构存在更高的导通损耗，且内外开关器件的损耗也存在分布不均的问题。

基于前述研究， 本文设计了一种新型基于SiC MOSFET 的高效率单相三电平三桥臂变换器， 其T型三电平桥臂较之中点箝位型三电平桥臂，可有效减小功率开关器件的使用，具有减小导通损耗的优势[17-18]。随着电力电子技术的发展，基于功率开关器件的电力电子装置在能量传输效率、功率密度和价格成本等方面的要求越来越高， 与Si MOSFET 相比，SiC MOSFET 击穿电压强度高、损耗低和热导率高，可用在高电压、高开关频率和高功率密度场景，市场前景广阔，随着量产增速，性价比趋于更合理，使用率更高[19]。 为此，本文将T 型桥臂中的外开关使用SiC MOSFET 代替Si MOSFET， 降低开关损耗，新型变换器可实现高效率，同时还可以工作在更高的开关频率下，谐波性能更好。

1 变换器的运行和控制

图1 为本文所提的新型变换器拓扑，变换器包含有2 个T 型三电平桥臂和一个公共桥臂， 其中：公共桥臂包含开关管S1和S2，同步其输入电压以降低开关损耗； 整流桥臂由开关管S1a、S2a、S3a和S4a组成； 右侧T 型三电平桥臂包含开关管S1b、S2b、S3b和S4b、 其逆变输出保持与输入电压同相；vg和ig分别为电网电压和电流，Lg为输入电感，C1和C2为直流侧电容，Vd为直流电压，Lo为输出电感，Co为输出电容，vo和io分别为输出电压和输出电流， 点a、b间的电压为vab，流过S1a的电流为iS1a，流过S2a和S4a的电流为iS24a，流过S3a的电流为iS3a。S1a、S2a、S3a和S4a为SiC MOSFET，其余开关管为Si MOSFET。

图1 新型单相三电平三桥臂交直交变换器拓扑Fig. 1 Topology of novel single-phase three-level three-leg AC/DC/AC converter

考虑到所提变换器中整流器和逆变器具有完全对称的结构，故在电路工作模态分析时，只以整流器为例详细分析，逆变器类似，不再赘述。图2 给出了整流器的6 个工作模式。

由图2 可见，公共桥臂的上下开关管由输入电压的极性进行控制， 即在输入电压正半周期，S2导通，S1断开， 而另外半个周期，S1导通，S2断开。 因此，开关S1的占空比D1为

开关管S1a和S2a与开关管S3a和S4a的开关状态互补， 故仅需确定2 个开关管的占空比即可控制整流器。 定义S1a的稳态占空比为Dn1a，S4a的稳态占空比为Dn4a。图2（a）～（f）分别对应6 组有效开关状态组合，其中：vab为五电平电压，即Vd、Vd/2、0、-Vd/2 和-Vd；vg由五电平分为4 部分， 也即整流器的模式1（Vd/2

模式1 的电路对应图2（a）和图2（b）。 S1a导通和关断状态对应的电感电压vL为

因模式1 下Vd/20。 基于电感伏秒平衡原理，可推导S1a的稳态占空比Dn1a为

模式1 中S3a始终关断，S4a始终导通， 则开关S4a的稳态占空比Dn4a为

其他模式以此类推，各模式中S1a、S4a的稳态占空比如下。

图2 新型单相三电平三桥臂变换器中的整流器工作模式Fig. 2 Operating mode of rectifier in the novel single-phase three-level three-leg converter

进一步，必须将控制占空比ΔD 添加到稳态占空比中，以控制并网电流ig。 以对模式1 详细讨论为例， 其他模式中ΔD 的计算方式是完全相同的。由式（2）可得出一个开关周期内Ls的平衡式为

式中：Ts为开关周期；Δig为并网电流的变化量。 则可推导出S1a的占空比D1a为

式（11）中等号右侧第1 项和模式1 的稳态占空比Dn1a的表达式一致，故第2 项即为控制占空比ΔD，表示为

从而式（11）可重写为

ΔD 用于跟踪并网电流参考i*g。

图3 vab、vg、ig、iS1a、iS24a 和iS3a 的波形示意Fig. 3 Schematic of waveforms of vab, vg, ig,iS1a, iS24a and iS3a

图4 为变换器的控制器框图。 图4 中直流电压平衡通过调节参考并网电流i*g实现， 也即将计算得到的直流电容C1和C2间的电压差乘以控制系数kpbal后加到并网电流参考i*g上。ΔD 直接用于并网电流控制，使其跟踪电网电流参考i*g。 Dn被用作前馈电压补偿器，其使整流器的输入ΔD 与输出|is|间的关系成为易于控制的一阶线性动态系统，如式（12）所示。 换言之，稳态占空比Dn的增加使得控制性能通过预设工作点得到改善， 并优化了输入电流波形。 逆变桥臂的控制框图在图4 中下半部分，其中输出电压vo通过PI 控制器进行调节， 逆变器的占空比Di为

式中：m 为电压控制器的输出；|sin（ωt）|是正弦参考值。 电流限幅器可限制输出电流幅值，以防止接入连接脉冲负载（如电容性整流器）时逆变器输出过大的负载电流。

图4 控制器框图Fig. 4 Block diagram of the controller

2 变换器损耗分析

新型变换器的效率是设计的核心关键点。基于数据手册和测量得到的数据对变换器的损耗进行详细分析，并与其他拓扑变换器进行对比。 功率计算基于如下假设：①整流器和逆变器的功率因数近似为1，因此流经公共桥臂的电流幅值微小，故公共桥臂上开关的导通损耗可近似认为0；②公共桥臂上的开关损耗可忽略不计，因为公共桥臂上开关以工频运行，并在输入电压的过零点开关；③整流器和逆变器桥臂具有相同的损耗，因为两者的电路结构和运行模式相同。

2.1 导通损耗分析

如前所述，T 型三电平桥臂在不同工作模式下使用不同的开关管，每个开关管上的电流波形如图3 所示。 则单位功率因数下vg和ig可分别表示为

式中：Vg和Ig分别为电网电压和电网电流的峰值；fg为电网额定频率。 则S1a上的电流有效值为

其式中：iS1ar为开关S1a上的电流有效值；Tg为工频周期。 假设一个工频周期内包含有m 个开关周期，将式（17）中的积分项扩展为若干开关周期积分项之和，即

为了便于计算传导损耗，在整个开关周期期间内将电网电流ig视为常数， 因为开关周期时间较短，期间电网电流ig的变化可忽略，不会显著影响计算结果。 第k 个开关周期内对i2S1a（t）积分，有

式中，D1a[k]为第k 个开关周期中开关S1a的占空比。S1a仅在模式1 和3 下工作，故式（19）可表示为

可得iS1ar以及S1a的导通损耗PS1acon分别为

式中，rdsS1a为S1a的通态电阻， 其数值可通过开关器件手册查阅。同理可得到开关S2a的导通损耗PS2acon。S3a和S1a的工作模式相同，导通损耗也一致。 同理，S2a和S4a的导通损耗也相等。因此，变换器的总导通损耗Pcon为

2.2 开关损耗分析

图5 为模式1 下Ts内S1a和S2a上的电压和电流波形。图中，第k 个开关周期内S1a开通和关断时峰值电流Ipon和Ipoff分别为

图5 近似为三角形中的阴影区域即为开通和关断损耗，故第k 次开通和关断的开关损耗WonS1a[k]和WoffS1a[k]可推导为

式中：tonS1a和toffS1a分别为开关S1a的开通时间和关断时间；Coss为寄生电容，其数值可通过开关器件手册查阅。 因此， 开关S1a的开通损耗PonS1a和关断损耗PoffS1a可计算为

类似方法可计算S2a的开通损耗PonS2a和关断损耗PoffS2a，则总开关损耗Psw为

图5 模式1 下一个开关周期内暂态波形Fig. 5 Transient wavefroms during one switching period in mode 1

2.3 损耗对比

分别计算传统两电平三桥臂变换器和中点箝位型三电平三桥臂变换器的损耗，并与新型变换器进行对比。 图6 所示为不同电路拓扑在开关频率fs=20 kHz 和fs=30 kHz 时的损耗计算结果。 由计算结果可见：两电平拓扑电压应力高，开关损耗较大；多电平拓扑电压应力小，故开关损耗最低，但导通损耗高；使用Si MOSFET 后可显著降低导通损耗，但由于使用了高额定电压的MOSFET， 基于Si MOSFET 的T 型三电平三桥臂变换器的开关损耗更大，如图6（b）所示，当开关频率升高时，这个差值将变得更大；使用SiC MOSFET 代替Si MOSFET可显著缓解该问题，即显著降低开关损耗。

图6 损耗计算结果对比Fig. 6 Comparison of calculation result of loss

3 实验验证

在实验室搭建了额定功率为3 kW 的单相三电平三桥臂变换器原理样机，如图7 所示，并进行了测试。 控制算法基于微芯公司的DSP 芯片DSPIC 33EP256MU810 实现，MOSFET 的驱动电路为HCPL-316J，控制电路板上所有开关的电源都通过变压器隔离。 实验参数和器件型号见表1 和表2。

表1 变换器参数Tab.1 Parameters of the converter

表2 变换器开关器件型号Tab. 2 Types of switching devices in the converter

值得一提的是，将单相三电平三桥臂变换器中的T 型桥臂外开关采用SiC MOSFET 代替Si MOSFET 以降低开关损耗的同时，将显著提高开关频率至20 kHz（实验中最高达到30 kHz），而常规单相三电平三桥臂变换器的开关频率通常在5～10 kHz[11-12]。 考虑到输出谐波将主要为开关频率倍频处边带谐波，故优化输出LC 滤波器参数Lo和Co分别为1 mH 和6.8 μF， 则截止频率为19.3 kHz。 对比常规单相三电平三桥臂变换器，输出滤波器的无源元件体积和重量将显著降低， 而网侧滤波电感与负载侧一致，即Ls=Lo=1 mH。对于直流支撑电容， 参数计算方法和常规单相三电平三桥臂变换器类似，可参见文献[11-12]，本文中选取为C1=C2=680 μF。

对于驱动电路的设计， 可遵循以下设计原则：①Si MOSFET 开通所需门极电荷较小，总体驱动功率设计值无需太高；②Si MOSFET 的开通电压高于Si MOSFET 器件，故设计门极驱动电压Vgs为18 V～20 V（虽然开启电压小，但驱动电压只有达到18 V～20 V 时才能使Si MOSFET 完全开通）；③考虑到误触发耐性稍差，驱动器需设置负压，防止其误触发。

图8 为稳态运行实验波形，其中：图8（a）中vab为五电平电压，而vg和ig同相，保持了单位功率因数，且ig正弦度好；图8（b）中，满载条件下直流电压Vd保持了恒定，而输出电压vo与电网电压vg接近同相。

图8 稳态实验结果Fig. 8 Steady-state experimental results

图9 为电网电压和负载扰动下Vd、vo、ig和vg的实验结果。 其中，图9（a）中vg从220 V 阶跃至240 V，图9（b）中vg从240 V 阶跃至220 V，图9（c）中负载从1.5 kW 阶跃至3.0 kW，图9（d）中负载从3.0 kW 阶跃至1.5 kW。 动态实验结果验证了控制器对扰动的鲁棒性。

图10 所示为不同负载率下开关频率为20 kHz和30 kHz 时的效率测试结果。 从结果可看出，开关频率20 kHz 和30 kHz 下新型变换器的最大效率分别为99%和98.7%，在额定功率时效率分别为98.6%和98.4%，这说明了变换器的低损耗性能。 从实验结果进一步看变换器电路寄生参数（如引线电感等）对变换器输出影响较小，是因为变换器电流小，可忽略寄生参数的影响，但工程实际时，功率提升则需考虑系统集成以降低寄生参数。

图9 动态实验结果Fig. 9 Dynamic experimental results

图10 变换器效率测试结果Fig. 10 Test results of converter efficiency

4 结论

围绕小功率单相交直交变换器的效率优化，设计了一种基于SiC MOSFET 的高效率单相三电平三桥臂变换器。通过电路设计、控制器设计、损耗分析和实验验证，可得结论如下。

（1）新型变换器采用了2 个T 型三电平桥臂，且外开关使用SiC MOSFET，可显著降低损耗，提高变换器效率。

（2）新型变换器中保留了传统公共桥臂，其以工频运行，不增加额外损耗，而整流器和逆变器采用三电平拓扑可提高谐波性能。

（3）与其他2 种拓扑变换器的损耗计算结果对比显示，基于SiC MOSFET 的新型变换器的运行效率最高。

（4）额定功率3 kW 的变换器原理样机的测试结果表明， 在20 kHz 开关频率下， 最大效率可达99%，额定负载下效率可达98.6%。

（5）后续研究的方向将是针对变换器负载侧带非线性负载时的谐波优化设计。