IEEE 802.11be Wi-Fi 网络吞吐量增强的研究

池启康

（泉州成功电缆有限公司 福建省泉州市 362005）

1 概述

IEEE 802.11 工作组于2019 年5 月批准了授权项目请求(PAR)，从而创建了任务组TG 802.11be。802.11be 任务组旨在通过引入“对IEEE Std.802.11 物理层(PHY)和媒体访问控制层(MAC)，可实现至少30Gbps 的最大吞吐量，在MAC 数据服务接入点(SAP)处测量”。PAR 中引用的主要候选技术是：

（1）最大带宽(BW)为320MHz（Wi-Fi 6 802.11ax 已指定最大带宽为160MHz）；

（2）连续和非连续多频段聚合；

（3）将多输入多输出(MIMO)空间复用(SM)和下行链路(DL)和上行链路(UL)多用户(MU)MIMO 的最大空间流(SS)数量从8 个增加到16 个；

（4）多接入点（AP）发射和接收协调；

（5）重传协议，例如混合自动重复请求(HARQ)方案。

2007 年高吞吐量(HT)802.11n 修正案（Wi-Fi 4)引入了空间复用(SM)MIMO，最大传输4 条空间流(SS)。2013 年超高吞吐量(VHT)IEEE 802.11ac 修正案（Wi-Fi 5）已将SS的最大数量从4 个增加到8 个。802.11ac 修正案还引入了DL MU-MIMO，并将最大带宽从40MHz 扩展到160MHz。2020 年高效(HE)802.11ax 修正案规定了正交频分多址(OFDMA)和UL MU-MIMO，保持最大空间流数等于8，最大带宽等于160MHz。文献中简要介绍了802.11ax 修正案中引入的大量新功能，其主要目标是提高超密集网络中的MAC 数据SAP 吞吐量。2024 802.11be 修正案被标记为极高吞吐量(EHT)，主要专注于为类似于为5G（第5 代）通讯定义的应用场景提供服务质量(QoS)，即增强型移动多媒体宽带和超可靠低延迟通信 (URLLC)。

本文介绍了一组仿真结果，用于分析天线数量的增加和802.11ax/be 物理层(PHY)上结合HARQ 协议以提高的吞吐量、容量和可靠性：下行波束成形(TxBF)；上行空间扩展SU-MIMO；DL/UL MU-MIMO。考虑到获得一个包含802.11ax/be PHY 所有方面的分析模型几乎是不可能的，本文基于与TG 802.11ax/be 会议中发表的相关模拟研究比较的一阶模拟验证方法。

2 仿真设置

本文使用的IEEE 802.11ax/be PHY 仿真器的重要参数如表1 所示，该模拟器遵循802.11ax Draft 4.0 的建议，因为TG 802.11be 目前处于其标准化活动的早期阶段，但本文也引入了802.11be 修正以满足研究新特性。如图1 所示本文实现802.11ax/be PHY 高效多用户(HE MU)帧的模拟器，其中高效长训练场(HE-LTF)用于MIMO 信道估计，发送HE-LTF 导频所需的字段数量取决于天线的数量。

图1： HE MU 802.11ax 帧格式

表1：：802.11ax/be PHY 仿真参数设置

其中，Legacy Short Training Field (L-STF)；传统长期训练场（L-LTF）；传统信号场（L-SIG）；重复遗留信号字段（RL-SIG）；HE 信号A 场（HE-SIG-A）；HE 信号B 场（HE-SIG-B）；HE-STF；HE LTF；MAC 协议数据单元（PDU）；数据包扩展(PE)。

802.11ax 协议定义最大端口数为 8，即最大允许同时传输8 个SS。802.11n/ac/ax 修正案定义了HE-LTF 中使用的正交覆盖矩阵，以便在没有码间干扰的情况下解码这些字段。对Wi-Fi 协议进行深入研究的主题是设计和分析方案以减少传输 MIMO 信道估计导频所需的开销。在本文中设定HE-LTF 导频是在没有压缩的情况下传输的，即它实现了4x HE-LTF 信道探测模式。具有16 个天线端口的MIMO信道估计的正交覆盖矩阵由公式（1）给出，其中O是IEEE 802.11ax 修正案中定义的覆盖Hadamard 矩阵，用于估计有8 个天线端口的信道。

表2 显示了802.11ax PHY 层的每站数据速率(STA)与调制编码方案(MCS)、每个STA 传输的SS 数量以及在多用户环境中访问信道的STA 总数的关系。在本文中假设IEEE 802.11ax 修正案中指定的二进制卷积码(BCC)的实现；解码器实现软判决维特比解码。802.11be 修正案将定义6GHz 时的最大带宽为320MHz，每个STA 的最16SS 数量用于SU-MIMO 信道。比如，MCS7 在理想设置下允许大约22Gbps 的峰值PHY 数据速率。

表2：802.11ax/be PHY 部分mcs 对应表(CP=800ns，BW=20MHz，单位：Mbps)

定义为[n, n, K, n]的系统具有以下设置：

（1）具有n个天线的发射机；

（2）具有 n个天线的接收机；

（3）K 个信道同时传输；

（4）AP 在DL 上向每个STA 发送n个空间流。另外，在模拟UL 时每个客户端都会向AP 发送n个SS。在本文中给出了TGn D 信道的仿真结果，这是一种在链路两侧具有空间相关性的频率选择性信道，通常用于模拟办公环。

3 收发器架构

DL MU-MIMO 发射机的平均最小平方误差(MMSE)预编码器由文献给出，公式如下：

单用户(SU)MIMO 信道的发射波束成形(TxBF)方案也实现了MMSE 预编码器，可以通过在公式（2-3）中将K 置为1 来对其进行建模。

空间扩展(SE)是一种在每个天线都有自己独立的功率放大器时，当SS 的数量少于发射天线的数量时避免射频(RF)功率损失的技术。在本文中假设在DL SU-MIMO 信道中实现TxBF。但是本文实验在上行链路(UL)SU-MIMO 信道中采用了空间扩展，以分析低复杂度客户端设备的性能。802.11 修正案没有定义用于采用SE 方案的特定矩阵，因此在本文中将1 个SS 映射到2 个发射天线的SE 矩阵由下式给出：

4 结果分析

在本文中，除了实现传输数据包（DP）的所有字段外，还实现了非数据（NDP）的传输来探测信道。接收器使用这些 NDP 来估计使用 LS 方案的信道矩阵。且假设信道状态信息 (CSI) 的这种实际估计在理想信道上被反馈给所有子载波，即没有错误、延迟和量化。本文所示的仿真结果假设OFDM 帧的数据字段（见图 1）传输1000 个八位字节的MAC 协议数据单元（MPDU）。

4.1 单用户MIMO(SU-MIMO)发射波束成形(TxBF)和空间扩展(SE)

图2 显示了DL SU-MIMO TGn D 信道上的分组错误率(PER)的SNR 的函数结果曲线。这些结果可分析在不同数量的发射天线（4、8 或16）在使用MCS4（16QAM，BCC，码率r=3/4）和MCS7（64QAM，BCC，r=5/6）受TxBF 的影响。假设AP 仅向具有2 接收天线的STA 发送1 个SS。该图还有在在TGn D[2,4,1,1]和[2,8,1,1]信道上当STA 使用SE 且2 个发射天线向具有4 个或8 个接收天线的AP 发射1个SS 的UL SU-MIMO 结果。系统使用4x HE-LTF 模式进行LS 信道估计。

结论1：对PER=1%时的结果进行分析。如图2 所示，MCS4(〇)仿真结果所示当发射天线的数量从4 增加到8 时，功率增益为3.5dB；但当发射天线的数量从8 个增加到16 个时性能仅提高了1dB。这是因为传输L-SIG、RL-SIG 和HESIGA控制字段没有实现TxBF(见图 1）。因此在低SNR区域，大部分PER 是由于解码这些控制字段失败而发生的。其次当调度具有高基数信令方案的MCS(如MCS7，64-QAM)时，当发射天线数量从4(▲)增加到8( )和从8( )到16(△)时，功率增益分别为4dB 和5.5dB。另外对具有SE 方案的UL SU-MIMO TGn D[2,4,1,1]信道的MCS4( *)和具有TxBF的DL SU-MIMO TGn D[4,2,1,1]信道的MCS7(▲x)上功率大约有3dB 差异。对于MCS7( +)，在DL TGn D[8,2,1,1]和UL TGn D[2,8,1,1]信道之间也有3dB 左右的差异。最后若将接收天线的数量从4 个增加到8 个且使用改善接收分集，则采用SE 方案时MCS7(+x)的功率增益约为3dB。

图3 与图2 类似，只是AP 在DL 上传输两个SS。另外该图还显示了在STA 没有使用TxBF 的情况下传输两个SS在UL SU-MIMO TGn D[2,4,1,2] 和TGn D[2,16,1,2] 信道的结果。

结论 2：从图2 和图3 相比较可得，在接收端保留自由度（即不使用所有自由度来增加吞吐量）可以显着提高系统性能。如对于具有8 个发射和2 个接收天线的TxBF收发器，分别传输1 个SS（图2）和2 个SS（图 3）时，MCS7 分别要求16dB 和25dB 的SNR（PER=1%）。其次在没有接收分集的情况下使用TxBF 时，DL 系统性能的会有下降，因此需要更好的SNR 才能实现MCS4( *,〇+)和MCS7(▲x)的PER=1%目标。另外在UL 信道中SS 的数量等于发射天线的数量，并且未实现TxBF，但因未采用TxBF 导致的性能增益缺失被AP 处的接收分集进行了补偿。最后图3 所示的结果证实了收益递减规律，即TxBF 和发射天线数量带来的性能改进边际递减。

图3：2SS 时SU-MIMO 不同天数数量下SNR-PER 曲线图

如表3 总结了图2 和3 中所示的结果。分析TxBF 的典型目标PER = 1%的表现。

表3：TxBF 的DL MU-MIMO 时不同收发天线数下获得PER=1%的SNR 统计表

图2：DL SU-MIMO 不同天线下不SNR-PER 曲线图

结论3：如表3 所示可得：

（1）当不使用接收分集时，需要更好的SNR 才能获得PER=1%的目标，如当MCS4 使用4 个发射天线实现TxBF时，有接收分集时仅需SNR=14dB，而不使用接收分集则需25dB)；

（2）可以通过增加发射天线的数量来减轻接收分集的缺失。 如在具有4 个发射天线和2 个接收天线的系统中，当SS 的数量从1 个增加到2 个时，MCS4 的功率损耗为11dB(25-14)。但在具有16 个发射天线的系统中，对于MCS4 此功率损耗从11dB 降低到4dB(13-9)。

4.2 下行多用户 MIMO (DL MU-MIMO)

如图4 所示，DL MU-MIMO TGn D[8,1,4,1]、[16,1,4,1]和[16,2,4,1]信道上的PER 与 SNR(dB)受发射(8 或16)和接收(1 或2)天线数量的影响情况。另外仅在TGn D[16,1,4,1]和TGn D[16,2,4,1]信道上传输MPDU 时才加入噪声，即HE-LTF(见图 1)为DP 和NDP 传输信道探测导频在传输过程中没有噪声。

图4：DL MU-MIMO 下不同收发天数下SNR-PER 曲线图

（1）由于SNR 增加时CSI MSE 降低，而MMSE 预编码器的性能提高；

（2）未能解码控制字段，如结论1 所述，对低SNR 状态下的PER 有显着贡献。

（2）当CSI 估计无噪声时,将接收天线的数量从1 增加到2 允许MCS2(-+)和MCS5(*x)的功率增益分别为5dB和1dB。

如图5 展示出了发射天线数量（8 或16）、接收天线数量（2 或4）和SS 数量（1 或2）发射到四个客户时对DL MU-MIMO PHY 性能的联合影响。注意同时传输的SS 总数等于调度客户端数与每个客户端传输的SS 数的乘积。

图5：4 个客户端下DL MU-MIMO 下不同收发天数时SNR-PER曲线图

4.4 SU-MIMO TXBF使用CC-HARQ

本文接着研究了802.11be PHY 在实现 CC-HARQ时的性能。接收符号的组合在解调器的输出端实现，该解调器对OFDM 子载波传输的数据符号进行软解调。假设信道在重传之间不相关，并且预编码器在每次新的传输或重传时更新。

图6 描述了DL SU-MIMO TGn D 信道上在实现TxBF和CC-HARQ 时的SNR-PER 对应关心。另外，图7 还显示了在没有重传的UL SU-MIMO TGn D[2,16,1,2]信道上的仿真结果。

图6：TxBF 和CC-HARQ 下DL SU-MIMO 的SNR-PER 曲线图

5 最终结论

对于本文分析的大多数研究案例，将802.11ax/be PHY中的天线端口数量从8 个增加到16 个，可以为本文分析的所有收发器提供功率增益，详见采用TxBF 的DL SUMIMO(参见图2 和 3)、DL MU-MIMO(参见图4 和5)，但由于传统控制字段的解码失败(参见图 1），采用TxBF 的DL SU-MIMO（参见图 2）和DL MU-MIMO（参见图 4）在低SNR 时会非常影响PER。另外还验证了在DL 实现TxBF并且低复杂度客户端下财团空间扩展时 DL 和 UL 之间存在功率不平衡问题（见图 2）。在接收端保留自由度（即不使用所有自由度来增加吞吐量）以降低实现给定PER 所需的SNR 至关重要（见图3、5）。换句话说，增加吞吐量需要设计具有足够天线数、MIMO 检测器和智能调度方案的低成本、低功耗客户端芯片组。在本文分析的案例中，将CCHARQ 且允许最大重传次数为2 时，可获得3dB 功率增益（见图6）；同时若将最大重传次数从 2 增加到 3 时可再获得1dB 的增益，这是因为HARQ 在低SNR 区域可获得更明显的功率增益。