一种用于X波段T/R组件的多通道功率合成移相网络设计

邓学群，王彤（通信作者），程广智，姜建华

1.河北新华北集成电路有限公司，河北石家庄，050200 2.河北省卫星通信射频技术创新中心，河北石家庄，050200

0 引言

功率合成移相网络是相控阵天线的馈电网络，是连接天线和雷达收发组件（T/R Module，简称T/R组件）的射频传输线系统，能够实现各天线单元所需要的幅度和相位的加权，在雷达相控阵系统中占据重要的位置[1-2]。随着雷达相控阵系统向大阵列方向的快速发展，对功率合成移相网络的要求也越来越趋向小型化、高集成度、高可靠性、低成本方向发展[3-4]。随着制造工艺水平的提升，以微波多层板为基板的射频多芯片组件在通信、导航等民用领域得到广泛应用[5]。与HTCC[6]和LTCC[7-8]相比，微波多层板的最大优势在于成本低、制作周期短。此外，微波多层板还可以进行不同的电路走线，有效减小封装的体积[9-10]。

本文设计了一种基于微波多层板的紧凑型X波段功率合成移相网络。该网络采用TLY-5Z介质基板，介电常数εr为2.2，损耗角正切tanδ为0.0015。通过应用类同轴以及玻璃绝缘子相结合的垂直互连结构，进行了四层功率合成移相网络布线的设计，既节约了电路的面积，又保证了射频信号的宽带匹配以及不同通道间的相移需求，为高集成的多通道T/R组件的小型化设计提供了方法。本文利用电磁仿真软件分别对Wilkinson功分器、类同轴射频信号传输结构、玻璃绝缘子射频信号传输结构、16合1功率合成移相网络进行了建模和仿真，并根据仿真结果制作了相应的实物电路，通过实测验证，在8.5GHz～9.5GHz频带内，电压驻波比小于1.9，插入损耗优于-23.4dB，幅度一致性小于±0.5dB，相位实测值与标准值均方根小于2，满足工程的设计应用需求。

1 功率合成网络主要功能及设计原理

功率分配器是一种多端口微波网络，能够将输入信号功率分成相等或不相等的几路功率输出。由于功分器是互易器件，因此反过来就是功率合成器[11]。功率合成移相网络是相控阵天线的馈电网络，本文以等分（3dB）的Wilkinson功分器为基本单元，不仅能够实现全部端口的匹配，还能保证各输出端口的隔离度要求。当T/R组件处于接收态时，各个天线接收到的信号从IN1～IN16馈入，经功率合成移相网络从OUT1～OUT4口输出，形成所需要的4个波束。其电路的拓扑结构图如图1所示。该网络共需要三部分电路的设计：①微带线功率合成网络设计；②移相设计；③射频互连结构设计。

图1 功率合成移相网络电路拓扑结构图

功率合成移相网络整体结构主要由2个四层板、16个玻璃绝缘子、金属盒体、盖板、SSMA接头组成。电路结构模型示意图如图2所示，四层板采用两块0.254mm厚度的双面覆铜TLY-5Z介质基板，通过0.2mm厚度的半固化片压合，中间两层覆铜为射频地，顶层和底层为射频布线层，顶层和底层布线之间应用类同轴结构实现射频信号的垂直传输，两块四层板均通过螺装方式装配在金属盒体的正反两面，2个四层板间射频信号的垂直传输则通过玻璃绝缘子实现。

图2 电路结构模型示意图

2 关键电路设计及仿真优化

2.1 功率合成移相网络设计

2.1.1 功率合成网络设计

功率合成网络的设计原理是将多路信号经过一系列的二合一结构逐次地合成一路输出，最基本的单元是一分二功分器。其中，利用4级功分器很容易能够实现16路输入1路输出的设计，而本设计的难点在于需要实现16路输入4路输出。因此，在16合1网络的上一级采用了两级功分器实现1分4的设计，进而实现16路输入4路输出。为了保证各输出端口具有良好的隔离度，功分器采用Wilkinson功分器。Wilkinson功分器的对称性保证了信号的平衡度和隔离度，隔离电阻进一步提高了输出端口的隔离度。

如图3所示为16路输入1路输出功率合成网络的电磁仿真模型，模型包含了实现1分4的两级功分器，其中未用到的通道通过连接50Ω对地电阻实现模拟仿真分析。如图4所示分别为该模型的端口驻波和插入损耗仿真结果，可以看到，端口驻波均小于1.2，插入损耗均优于-20dB。

图3 功率合成网络电磁仿真模型

图4 功率合成网络电磁仿真结果

2.1.2 移相功能设计

T/R组件接收信号时，需要对各天线接收到的不同传输路径信号进行合成输出，移相能够调节接收阵列中各单元的相位，最终使得它们的相位达到一致性的要求。为了实现功分移相功能的一体化设计，在保证各输出端口等幅功分的同时，实现对各输出端口的相位控制，采取了移动功分器位置的方法，使功分器两端口所连接微带线长度不同从而实现移相。这种方法不仅弥补了利用曲折微带线实现移相情况下端口驻波、插入损耗等方面的不足，而且结构更加简单，电路整体尺寸更小。此外，为使4路输出信号的0相位相同，在各路输出端微带线上采用曲折微带线进行了相位补足。如图5所示为包含4路输出曲折微带线的PCB版图，可以看到，在不同输出端口微带线的位置，均设计了不同尺寸参数的曲折线。如图6所示为工程要求的两种不同相位延迟的仿真结果。其中，相移1要求步进为6.79°，相移2要求步进为2.26°，仿真结果均满足要求。

图5 包含4 路输出曲折微带线的电路PCB 版图

图6 相移仿真结果

2.2 垂直互连结构设计与仿真优化

在功率合成移相网络的设计中，为实现不同层功分网络电路间的信号传输，实现整体电路的小型化和高集成度，采用垂直互连的射频传输结构，设计仿真了多层板内部微带线-类同轴-微带线垂直互连结构，以及两个多层板之间的微带线-类同轴-绝缘子-类同轴-微带线垂直互连结构。

2.2.1 微带线-类同轴-微带线

多层板内部不同层微带线之间的互连通过类同轴结构实现，其仿真模型和S参数如图7所示。类同轴结构由垂直传输金属化孔和外层接地隔离金属化孔组成。引入接地孔，不仅可以对电磁场信号进行束缚和引导，还可以较好地防止电磁能量的辐射和泄漏，增强不同通道之间的隔离度。通过接地孔，实现多层平面互连，抑制了平行板之间的寄生效应。此外，通过设置适当尺寸的金属化孔焊盘改善了微带线到类同轴过渡结构产生的射频传输的不连续性。从图7（b）可以看到，在8.5GHz～9.5GHz频率范围内，该结构的回波损耗优于-20dB，相应电压驻波比优于1.2，具有良好的射频传输特性。

图7 类同轴结构仿真模型及S 参数

2.2.2 微带线-类同轴-绝缘子-类同轴-微带线

不同电路板之间的互连通过玻璃绝缘子实现，其模型和S参数仿真结果如图8所示。玻璃绝缘子采用烧结的方式固定在金属盒体上，绝缘子的针分别穿插在上下两块电路板金属化通孔中，插针可以直接焊接在金属化孔中，从而与微带线的导带进行连接。由于这些不连续性会引起阻抗的变化和一些寄生效应，通过引入一段空气孔，在满足一定加工精度的条件下，可以抵消一些由于不连续性产生的寄生效应，能更好地在频带范围内进行阻抗匹配，并且提高整个结构微波性能的稳定性[12]。其中，引入的空气孔相当于一段空气介质的同轴线。此外，电路板部分依然采用类同轴结构。从图8（b）可以看到，在8.5GHz～9.5GHz频率范围内，该结构的回波损耗优于-25dB，相应电压驻波比优于1.1，具有良好的射频传输特性。

图8 微带线-类同轴-绝缘子-类同轴-微带线垂直互连结构仿真模型及S 参数

3 产品加工与测试

根据仿真模型及各项电路尺寸参数，结合产品组件的设计特点，进行了详细的PCB版图设计，同时制作了相应的盒体，在端口处采用螺装SSMA接头，方便后续测试及应用。图9所示为最终制作完成的电路实物图及测试装置。利用矢量网络分析仪对制作的整体电路进行了测试。

图9 电路实物图及测试装置

电压驻波比和插入损耗测试结果如图10所示，测试结果表明，在8.5GHz～9.5GHz频带内，电压驻波比小于1.9，插入损耗优于-23.4dB，幅度一致性小于±0.5dB。其中，插入损耗包含了接头的损耗，由于加工误差，以及焊接玻璃绝缘子等也会造成实测结果与仿真结果的差异。图11所示为工程要求的两种不同相位延迟的测试结果，经计算，8.5GHz、9GHz和9.5GHz三个频点处的相位实测值与标准值的均方根值小于2。该电路整体上满足工程的设计应用需求。

图10 测试结果

图11 相移测试结果

4 结语

本文基于微波多层板技术，实现了多通道功率合成移相网络的设计，并给出了相应的设计仿真模型、仿真结果以及实物测试结果。与传统的平面功分合成移相网络相比，该网络通过类同轴和玻璃绝缘子结构进行垂直互连，极大减小了电路面积，同时保证了各通道的相移，为高集成的多通道T/R组件的小型化设计提供了方法。此外，相较于应用HTCC、LTCC等工艺，又兼具低成本的优势。测试结果表明，在8.5GHz～9.5GHz频带内，电压驻波比小于1.9，插入损耗优于-23.4dB，幅度一致性小于±0.5dB，具有良好的幅度一致性；8.5G Hz、9G Hz和9.5GHz三个频点处的相位实测值与标准值的均方根值均小于2，满足工程的设计应用需求。