开关耦合电感准Z 源逆变器

周玉斐 黄文新 赵健伍 赵 萍

（1.南京航空航天大学雷达成像与微波光子技术教育部重点实验室 南京 210016 2.南京航空航天大学江苏省新能源发电与电能变换重点实验室 南京 210016）

1 引言

传统的电压源逆变器（Voltage-Source Inverter,VSI）是降压型变换器，在输入电压较低和变化范围较大的场合，如新能源发电系统，通常需要在其前级加入DC-DC 升压电路[1-3]，将直流电压升到足够大的值，以输出稳定的交流电压。然而，当要求升压比很高时，升压变换器的占空比就会接近极限。对于Boost 变换器而言，过大的占空比还会恶化二极管的反向恢复问题，增加开关管的开关损耗，降低效率，并引起器件电压应力的增加和产生电磁干扰。另一方面，传统电压源逆变器不允许同一桥臂的开关管出现直通，以防止开关管由于过流而损坏。通过设置死区时间的方法可以避免桥臂的直通问题，但是该方法会引起输出谐波电压的增大。通常可以使用死区补偿的方法[4,5]进行改善，但其效果有限，且增加了控制的复杂性。

Z 源逆变器（Z-Source Inverter,ZSI）[6]克服了常规电压源逆变器的上述不足，它通过将桥臂直通作为一种正常的工作模式，并控制其作用时间，实现单级升/降压变换，从本质上提高了整机的可靠性且避免了输出电压波形的畸变。基于上述优点，Z源逆变器被广泛应用于新能源发电系统中[7]。然而，传统的Z 源逆变器同时也具有一些缺陷:升压模式下输入电流断续；电容电压应力大。文献[11]针对以上缺陷，提出了准 Z 源逆变器（quasi-Z-Source Inverter，qZSI）。但其仍只是通过控制桥臂直通时间来调节母线电压，其升压能力受到调制比的限制。

最近的研究在针对提升升压能力上也取得了一些成果[12]。文献[12]通过引入耦合电感达到提升电压的目的，可调节的变量为耦合电感的匝比和直通占空比。文献[13]将带耦合电感的Z 源网络进行改进，简化其拓扑。但以上两种电路的漏感能量无释放通路，会在母线电压上造成较大的尖峰。文献[14]在传统Z 源逆变器和准Z 源逆变器中引入了开关电感单元，大幅度提升了母线电压。文献[14]通过增加LCD 无源器件提高升压能力，但电路稍显复杂。

本文在准Z 源网络的基础上，提出了一种开关耦合电感准Z 源逆变器（Switched Coupled Inductor quasi-Z-Source Inverter，SCI-qZSI）拓扑。它将传统电压源型准Z 源逆变器的一个电感用一个开关耦合电感升压网络替代，通过合理设计耦合电感和控制逆变桥臂的直通时间可以将母线电压升到较高的值。与传统的电压源型准Z 源逆变器拓扑相比，它最明显的特点是在相同直通零矢量条件下，升压比得到了大幅度的提高。

本文首先回顾了传统的电压源型准Z 源逆变器和开关耦合电感 Z 源逆变器，然后分析了提出的SCI-qZSI 的稳态工作原理、升压特性、控制策略和器件的电压应力等，最后用实验结果验证了SCI-qZSI 的实际性能。

2 Z 源逆变器拓扑介绍

2.1 传统Z 源逆变器

图1a 为传统电压源型Z 源逆变器的拓扑结构。它是在三相逆变桥与输入电源间增加一个无源网络得到的。无源网络中包含对称的电感L1、L2和电容C1、C2。

与传统电压源型逆变器不同，电压源型Z 源逆变器（见图1a）具有九种开关矢量状态，额外的开关矢量状态发生在负载端被同一桥臂的开关管短路的时候，称为“直通零电压矢量”。直通零电压矢量状态在常规的电压源逆变器中是被禁止的，因为会造成输入电源的短路，而Z 源逆变器正是利用了该直通零矢量来实现其升压逆变功能。但Z 源逆变器母线负极与输入侧不共地和输入电流断续的特点使其在某些应用场合受到了限制。

传统的准 Z 源逆变器能够克服以上提到的不足。图1b 和图1c 为传统准Z 源逆变器的两种拓扑结构，分为输入电流连续和输入电流断续，其母线负极与输入侧共地，而且电容电压应力更小。无源网络中同样包含对称的电感L1、L2和电容C1、C2。

图1 Z 源逆变器及准Z 源逆变器Fig.1 Z-source inverter and quasi-Z-source inverter

电压源型准Z 源逆变器母线电压幅值bˆv 与直通占空比D0的关系和传统Z 源逆变器相同，可表示为

式中，B 为升压比；Vi为输入直流电压。

2.2 开关耦合电感Z 源逆变器

开关耦合电感Z 源逆变器[17]（Switched Coupled Inductor Z-Source Inverter，SCI-ZSI）将传统Z 源逆变器正极性一侧的电感用一个包括耦合电感的升压网络代替，如图2 所示。它利用模态变化时，耦合电感绕组电动势的变化及二极管通断的改变，将在直通期间存储在耦合电感中的能量输送出去，并提升母线电压。

图2 开关耦合电感Z 源逆变器Fig.2 Switched coupled inductor Z-source inverter

要达到期望的升压比，漏感应尽可能小。当耦合系数k=1 时，SCL-ZSI 的升压比可以表示为

相对于传统ZSI，SCL-ZSI 的升压能力得到了提升，但仍存在一些不足:①母线负极与输入电源不共地；②输入电流断续，对于需要电流连续的场合，需要在变换器前加入LC 储能单元。

3 开关耦合电感准Z 源逆变器

图3 为在传统的电压源型准Z 源逆变器基础上提出的开关耦合电感准Z 源逆变器拓扑。它是将传统电压源型准Z 源逆变器的一个电感用开关耦合电感升压网络代替得到的。它包括输入电流连续和输入电流断续两种。开关耦合电感准Z 源逆变器继承了传统准Z 源逆变器的优点，并提高了升压能力。由于图3a 所示拓扑相比于图3b 更具有优势，以下分析均以输入电流连续的开关耦合电感准Z 源逆变器为例。

图3 开关耦合电感准Z 源逆变器Fig.3 Switched coupled inductor quasi-Z-source inverter

将图3 中的耦合电感等效为图4 中的理想变压器、励磁电感Lm和漏感Lk。由于设漏感只出现在一次，理想变压器的匝比N 和耦合系数k[18]可表示为

式中，Np和Ns分别为耦合电感一次、二次绕组的匝数。

3.1 稳态工作原理

以输入电流连续的SCL-qZSI 为例说明电路的工作模式。如图4 所示，根据耦合电感二次电流是否连续，该电路可以分为运行在连续导通模式（CCM）和断续导通模式（DCM）。连续导通模式包括模态Ⅰ～模态Ⅲ，电流时序如图5a 所示，断续导通模式包括模态Ⅰ～模态Ⅳ，电流时序如图 5b所示。设升压网络的工作周期为直通周期Tsh[6]，在简单升压控制下，Tsh为开关周期的一半。假设电容C1、C2的容值较大，则在一个直通周期内电容电压可视为恒定。

图4 开关耦合电感准Z 源逆变器的运行模式Fig.4 Operation modes of SCL-qZSI

图5 两种运行模式下的波形时序Fig.5 The sequence chart under both CCM and DCM

3.1.1 连续导通模式（CCM）

模态Ⅰ[t0-t1]:直通零矢量状态期间，母线电压vb经由逆变桥短路，如图4a 所示。在此期间，耦合电感一二次电压均为左“+”右“–”，且vs=NvLm=Nk2vC1（N＞1），二极管VD2截止。电容C1通过励磁电感Lm放电，励磁电感电流从最小值开始线性增加，二极管VD3导通。同时，电容C2通过直通的桥臂与输入直流源Vi给电感L 线性充电，vL=vC2+Vi。此外，由于vC1＞–vC2，二极管VD1截止。

模态Ⅱ:传统零矢量状态期间，逆变桥开路。电感L 与Vi串联给电容C1充电，vL=vC1–Vi。

[t1-t2]:如图4b 所示，起始时刻，一次电动势极性变化，二极管VD1、VD3导通，漏感和电容C2谐振。

[t2-t3]:如图4c 所示，谐振电流降到零后，励磁电感电流反射到二次，二次电动势极性变化且快速上升。二次电动势上升到大于一次电动势，二极管VD2导通，VD3截止，二次绕组给电容C2充电，vC2=vs，二次电流线性下降。

模态Ⅲ[t3-t4]:图4d 所示的有效矢量状态下，逆变桥等效为一个电流源，二次绕组Ns与输入直流源Vi串联供电给负载，二次电流继续下降。此外，电感L 与输入直流源Vi串联继续给电容C1充电，vL=vC1-Vi。以逆变桥下端为参考的母线电压 vb=vC1+vC2，逆变桥直流母线电压得到提升。

t4时刻标志着CCM 模式下，一个直通周期的结束，之后电路会从下一个直通周期开始运行。

3.1.2 断续导通模式（DCM）

模态Ⅳ[t4-t5]:如图4e 所示的断续导通模式发生在耦合电感二次绕组的电流下降到零之后。在此期间，二极管VD2过零截止，开关耦合电感网络不工作。输入直流源Vi通过电容C2支路给负载供电。电感L 与输入直流源Vi串联继续给电容C1充电。

由于模态Ⅳ中供给负载的能量需由电容C2提供，电流断续持续的时间越长，C2的容值就需要越大以维持输出电压恒定。所以通常不希望出现DCM 模式，以下分析均建立在假设电路运行于CCM 模式。

3.2 升压特性分析

在一个直通周期Tsh内，逆变桥工作于直通零矢量状态期间，即T0时间，励磁电感两端的电压可表达为

定义一个直通周期Tsh中，漏感电流下降到零的时间为T1=D1Tsh，励磁电感两端的电压可表达为

二次绕组与Vi串联给负载供电，同时继续维持电容C2电压的时间为T2=(1–D0–D1)Tsh，励磁电感两端的电压可表达为

T0、T1+T2时间内电感L 两端电压如“稳态工作原理”中模态分析所述。根据伏秒平衡，得到稳态时，一个直通周期Tsh内耦合电感的励磁电感Lm和电感L 两端的平均电压可表达为

结合以上两式，得到VC1和VC2的表达式为

根据模态分析得到母线电压峰值表达式为

其中，占空比D1由漏感决定。可以看出，升压比同时与直通占空比D0和耦合电感参数N 和k 有关，对于相同的D0，N 越大或k 越接近1，升压比越高。因此希望漏感设计得足够小，以满足升压要求。假设k=1 和D1=0，式（13）可简化为

3.3 SCL-qZSI 的控制策略

运用于传统Z 源逆变器的三种常用控制方法:简单升压控制[6]、最大电压增益控制和恒定最大增益控制[21]，也可运用于提出的开关耦合电感准Z 源逆变器。简单升压控制的时序图如图6 所示。

图6 简单升压控制时序图Fig.6 Sketch map of simple boost control

从图6 看出，在简单升压控制下，直通占空比D0被限制在1-m。设耦合系数k=1，整个逆变器的电压增益G 为

式中，m 为逆变器的调制比。

输出相电压峰值可以表示为

图7 为k=1，N=1、N=3、N=5 时，电压增益G 和直通占空比D0的关系曲线。可以看出，匝比N＞1 时，采用相同的调制比，SCL-qZSI 的电压增益比qZSI 更高，且随着匝比的增大而增大。

图7 电压增益G 和调制比m 的关系曲线（k=1）Fig.7 Relation curve of voltage gain G v.s.modulation ratio m (k=1)

3.4 应力分析与比较

阻抗网络的应力随着不同控制方式和负载状况的变化而变化。为了比较 SCL-qZSI、SCL-ZSI 和qZSI 的应力，将阻抗源逆变器进行简化，如图8 所示。用S1、S2的通断表示三种电压矢量，交流侧电路用一个等效的直流负载表示[22]。Vi、Ii为稳态时输入平均电压和电流，vo、io为输出瞬时负载电压和电流。

图8 阻抗源逆变器的简化等效电路Fig.8 Simplified equivalent circuit of impedance-type power inverter

下表为在相同直通占空比和母线电压下，三种拓扑（SCL-qZSI、SCL-ZSI 和qZSI）主要器件的电压电流应力的比较。可以看出，与qZSI 相比，为了得到较高的升压性能，SCL-qZSI 付出的代价是电容C2应力的增大和器件的增加，但电容C1电压应力减小。但是在电容的电压应力不是一个大的障碍，又更希望得到大的电压增益的场合，SCL-qZSI 具有它的优越性。

表 D0和vb相同时，电压电流应力的比较Tab. Voltage and current stresses in the same D0and vb

当母线电压幅值bˆv 恒定，将表中电容电压和母线电压幅值的比用曲线表示，如图9 所示。其中qZSI的电容C1和SCL-ZSI 的电容C2电压应力最大，SCL-qZSI 和SCL-ZSI 的电容C1电压应力相同，且随着匝比N 增大而减小。SCL-qZSI 的电容C2电压应力随着匝比N 增大而增大，N≤5 且D0≤0.3 时，小于SCL-ZSI 的电容C2。

图9 电容电压应力与母线电压幅值的比Fig.9 Relation curve of capacitor voltage stresses v.s.bus voltage amplitude

表中桥臂开关管和二极管VD1的电压应力等于母线电压，在母线电压一定时，不受电路和控制参数的影响。图10 为设耦合系数k=1 时，相同母线电压下，电容C1、C2和二极管VD2、VD3电压应力随D0和N 变化曲线。可以看出，N 一定时，电容C1和二极管VD2电压应力与直通占空比D0成反比，而电容C2和二极管VD3电压应力与直通占空比D0成正比，但总是小于母线电压幅值；直通占空比D0一定时，电容C1电压应力与N 成反比，电容C2、二极管VD2、VD3电压应力与N 成正比。实际当k<1时，漏感的能量将造成瞬时电压尖峰，会瞬时增加电容和二极管的电压应力。因此耦合系数应尽量接近1，且匝比不能设计的过大使二极管VD2电压应力超过极限。

图10 电容和二极管的电压应力与D0和N 的关系曲线Fig.10 Relation curve of voltage stress v.s.D0and N when bus voltage is constant

4 实验验证

采用简单升压控制方式，设计了一台SCL-qZSI原理样机，参数为:耦合电感一次绕组Lp=200μH，二次绕组Ls=4.95mH，耦合系数k=0.96，匝比N=5，耦合电感工作在CCM 模式，电容C1=C2=100μF，电感L=1.3mH，输入直流电压Vi=90V，输出交流相电压有效值vo=110V，额定功率Po=600V·A。耦合电感和电感L 均采用铁氧体材料，耦合电感用两副EE70 型号磁心并联，电感L 用一副EE70 型号磁心。三相桥开关管采用智能功率模块（IPM）PM75CL1A060。如图11 所示，由DSP 发出直通信号，在CPLD 中经过逻辑运算得到可靠的直通，再和常规驱动三相桥臂的信号相“或”，得到的输出给开关管的驱动信号再经过光耦等驱动电路最终输出给IPM。图12 为SCL-qZSI 在直通占空比D0=0.22，调制比m=0.78 下的实验波形。其中，Vi为输入直流电压，vb为母线电压，vo为输出相电压，io为输出相电流，vg为开关管驱动电压，低电平有效，vce为开关管漏源极电压，ib为母线电流，VC1和VC2分别为电容C1、C2电压，vL为输入侧电感电压，iL为输入侧电流。从图12a 可以看到SCL-qZSI将输入电压由90V 提升到了380V 左右，逆变输出的交流相电压幅值约为156V，因此SCL-qZSI 较好地实现了高增益单级升压逆变的功能。同样采用简单升压控制，传统准 Z 源逆变器在直通占空比D0=0.22 的情况下，输入直流电压为90V 时，能够逆变得到的最大交流相电压幅值近似为63V，可见本文提出的升压逆变器和传统Z 源逆变器相比具有较高的升压比。图12b 中桥臂开关管电压应力等于母线电压值，母线电流峰值较高，约50A。图12c 中VC1=170V，VC2=220V，电容电压应力符合上述分析，图12d 中的输入电感电流连续，约为8.5A。

图11 驱动电路示意图Fig.11 Driving circuit diagram

图12 采用简单升压控制时的实验波形Fig.12 Experimental results under simple boost control

5 结论

本文提出的开关耦合电感准Z 源逆变器是在传统的准Z 源逆变器基础上提出的，具有以下特点:

（1）通过合理设计耦合电感和控制逆变桥臂的直通时间可以将母线电压提升到较高的值，提高了逆变器的升压能力。

（2）继承了阻抗型逆变器利用桥臂直通时间实现升压变换的特点，在任何情况下都不会因桥臂直通而导致输入电源短路，提高了整机的可靠性；另一方面，也不存在传统逆变器由于加入死区而引起的输出电压波形的畸变。

（3）漏感的大小会影响变换器的效率和性能，因此不容忽视。较大的漏感，会恶化器件的电压应力、引起电磁干扰，并降低升压能力和变换器效率等。由于该耦合电感的特性类似于反激变换器的变压器，因此该耦合电感必须设计为紧耦合，且适用于中小功率的场合。

（4）同qZSI 相比，SCL-qZSI 拓扑的升压比明显提升且电容C1电压应力降低。同ZSI、SCL-ZSI相比，逆变桥负极与输入电源共地，且输入电流连续，特别适用于新能源发电的应用场合。

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