无源无损软开关双降压式全桥逆变器

尹培培 洪 峰 王成华 曹沐昀

（1.南京航空航天大学计算中心 南京 211106 2.南京航空航天大学电子信息工程学院 南京 210016）

1 引言

目前，人们对电力电子装置的效率要求不断提高，而高频化一直是电力电子学追求的目标。伴随着高频化发展，功率器件的开关损耗成为日益突出的矛盾。软开关技术[1,2]成为降低开关损耗，提高系统效率的一个重要手段。20 世纪80 年代初，以美国弗吉尼亚电力电子中心Fred C.Lee 教授[3]为代表的研究专家对DC-DC 变换器的软开关技术作了深入地分析，先后推出了准谐振变换器[4]、多谐振变换器[5]、零电压转换PWM 变换器[6]和零电流转换PWM 变换器[7]等一系列软开关电路拓扑结构。按照有无辅助开关器件软开关技术可分为两大类:有源软开关和无源软开关。文献[8]分析了多种电路的可靠度，指出有源器件对可靠度的不利影响较大，而且有源的软开关技术通过附加开关或改变拓扑等方式，令检测手段和控制策略复杂化[9-11]。而吸收电路是唯一可能以无源方式实现软开关的途径，它通过在主开关的功率回路上并联容性支路或串联感性元件，从而避免主管承受高电压大电流。基于吸收电路的无源软开关技术因不需额外的辅助开关和相应的控制、检测与驱动电路，附加损耗少，可靠性高，得到研究者的重视。但是直流变换器中的无源软开关技术在DC-AC 中仍然存在难题。在传统的桥式电路中，早期的耗能式吸收技术[12]已基本成熟，但消耗在吸收电阻上能量，使系统的功率损耗增加，效率降低，且影响逆变器开关频率。后来提出的部分馈能式[13]和无损耗方案[14]，使用较多的附加网络，不适于逆变功率器件模块化的趋势。

采用简洁高效的电路拓扑，是提高逆变效率的另一种途径。近年来出现的双降压式逆变器[15-18]不同于传统的桥式拓扑结构。该逆变拓扑具有无桥臂直通的突出特点，由于续流电流经过专门的快恢复二极管，无体二极管反向恢复问题，降低了二极管反向恢复损耗，提高了系统效率[15]。双降压式逆变器是基于单向DC-DC 的逆变器，不存在双向DC-DC结构由于功率流动的方向发生改变后实现软开关的条件也可能发生改变的问题，使软开关更易实现。对于结构对称的基于双向DC-DC 的逆变器(如全桥结构、半桥结构等)，虽然国内外也提出了一些软开关拓扑结构，但就无源软开关技术仍存在着辅助网络元件较多且复杂[19]，当电路工作条件发生变化时软开关条件不够理想等问题。

将上述两种技术思想相结合提出一种新颖的无源无损软开关双降压全桥逆变器(Passive Lossless Soft-switching Dual Buck Full Bridge Inverter，PLSDBFBI)，如图1 所示。对于单向DC-DC 结构的双降压式全桥逆变器，通过利用附加的电容、电感及二极管等无源器件自身的谐振过程改善功率器件的开关状况实现软开关的功能[20,21]，简单可靠。在电路中用LCD 网络实现无损吸收，无电阻及附加开关等元件，无需考虑变压器磁通复位的问题，最大限度地归并元件，工程适用化程度及系统可靠性高。

图1 无源无损软开关双降压式全桥逆变器Fig.1 Passive lossless soft-switching dual buck full bridge inverter

2 无源无损软开关双降压式全桥逆变器工作原理简介

图1 为PLSDBFBI 的电路拓扑图。采用半周期工作模式:在输出电流为正半周时，开关管S3导通，开关管S1、续流二极管VD1、滤波电感L1和滤波电容Cf构成的Buck 电路1 工作；在输出电流负半周时，开关管S4导通，开关管S2、续流二极管VD2、滤波电感L2和滤波电容Cf构成的Buck 电路2 工作，Buck 电路1 不工作。

由于开关管S1、S2开关频率较高，承受较高的电压及电流且产生开关损耗，因此在S1、S2功率回路上附加无源器件作为吸收电路，降低开关器件的电压及电流的峰值，限制开关损耗，避免器件损坏。

图2 无源无损软开关双降压式全桥逆变器波形Fig.2 Key waveforms of passive lossless soft-switching dual Buck full bridge inverter

电路具体工作时序如图2 所示，吸收电路波形如图3 所示，图2、图3 均由仿真得到。电路可分为2 个阶段4 个模态，如图4 所示。

图3 吸收电路理论波形Fig.3 Key waveforms of snubber

图4 无源无损软开关双降压式全桥逆变器工作模态Fig.4 Working models of passive lossless soft-switching dual Buck full bridge inverter

t0～t1时段:输出电压uo和电流iL均大于零，此阶段开关管S3导通，Buck 电路1 工作，电路包含两个工作模态。

（1）工作模态1，如图4a 所示。输出电压uo＞0，电感电流iL1＞0，电感电流iL2=0，功率开关管S4、S2截止，S3、S1导通，iL1线性上升。

此期间开关管S1上的电流电压波形(t0～t02时段)如图3 所示。电流iS1上升，电压uS1在短时间内快速降为零，iS1一方面向负载充电，同时给吸收电路中的串联支路C12→L1→VD13→C11充电，此时电感L11和电容C12、C11串联谐振，谐振角频率为

iS1及通过L11的电流iL11按二阶振荡规律变化，谐振半周期后t01时刻iL11过零变负，VD13反偏，谐振结束。谐振期间，通过电感L11的电流为

其中

电容C12、C11上的电压和为

当C11=C12时，谐振结束电容C12、C11上的电压均达到Ud，iS1也稳定于t01时刻的电流值。

（2）工作模态2，如图4b 所示。uo＞0，iL1＞0，iL2=0，S4、S1截止，S3导通，iL1从功率二极管VD1续流，线性下降。

开关管 S1关断时电流电压波形 (t02～t04时段)如图3 所示。t02时刻流过S1上的电流iS1下降，C11、VD11和C12、VD12两并联支路可以看作经电源Ud并联于开关管S1，即为C11+C12的关断吸收电路。C11、C12电压不能突变，从而实现开关管S1的零电压关断，C11、C12开始放电，开关管S1上的电压uS1从零上升，开关管S1上的电压为

C11、C12继续放电至t03时刻，uC11及 uC12降为零，uS1上升为Ud。

t1～t2时段:输出电压uo和电流iL由正变负，此阶段开关管S4导通，Buck 电路1 不再工作,Buck电路2 工作，电路包含2 个工作模态。

（3）工作模态3，如图4c 所示。输出电压uo＜0，电感电流iL1=0，电感电流iL2＜0，功率开关管S1、S3截止，S2、S4导通，iL2线性上升。

开关管S2导通时的电流电压波形与开关管S1上的电流电压类似，电源供给负载电流和C21、C22充电电流。

（4）工作模态4，如图4d 所示。uo＜0，iL1=0，iL2＜0，S1～S3截止，S4导通，iL2从功率二极管VD2续流，线性下降。

开关管S2关断时电流电压波形与S1关断时电流电压类似，开关管 S2零电压关断，负载电流经VD21、VD22使C21、C22放电，电容储能传递给负载。

3 无源无损吸收电路参数设计

在主电路参数一定时，吸收电路的电感和电容值对电路的工作影响很大。以开关管S1的吸收电路为例，图5 和图6 分别为不同电容值和电感值仿真波形。

图5 不同C 下吸收电路仿真波形Fig.5 Simulation waveforms of snubber with different capacitance

图6 不同L 下吸收电路仿真波形Fig.6 Simulation waveforms of snubber with different inductance

从图5 可看出，电容C11增大将使放电速度变慢，即uC11的下降变化率变小，开关功率管在关断时电压的上升变化率变小，从而减小了开关损耗；同时C11增大也将使开关功率管导通时承受的电流变大；此外，还使振荡周期变大。

从图6 可看出，电感L11增大将使开关功率管导通时承受的电流变小，振荡周期变大。

因此，吸收电路C11、C12和L11的取值对电路工作影响很大，主要受开关功率管S1的电流承受能力及时间的限制。

吸收电路在S1导通期间振荡电流峰值为

在S1导通后，流过S1的电流

式中，iL1为流过L 的电感电流；iL11为吸收电路振荡电流。

流过S1的峰值电流IS1max＞IL11max,则

吸收电路C11、C12和L11的取值同时也受时间的限制。在S1开通期间为保证C11、C12均充电至Ud,则必须在开通期间完成半谐振过程，即

式中，ω0为谐振角频率；TONmin为功率管的最小导通时间。

当C11=C12时，

当开关管S1的驱动占空比很小时，无法实现半谐振过程，但此时由于电感电流较小，开关管的关断损耗也较小。实验中开关频率取fS=100kHz,即开关周期TS=10μs，式（12）中取TONmin=1μs。

引入吸收电路虽然减小了开关管的关断损耗，但谐振电流又必然导致开关管通态损耗[21]的增加，所以吸收电路的电感和电容值的设计还应考虑系统损耗的影响。

设开关管S1在一周期T 内的开关次数为NS，开关管的关断损耗为[22]

式中，iS1(i)为第i 次关断前通过开关管S1的电流；Ui(i)为开关管第i 次关断前两端的电压；tf(i)为开关管第i 次关断的下降时间；tfr(i) 和UFR(i) 分别为二极管第i 次开通的上升时间和正向峰值电压。

设逆变器第i 次的开关周期为TS(i)，占空比为D(i)，则开关管第i 次导通时间为D(i)TS(i)。则稳态时开关管的通态损耗为[22]

式中，iS1on-state(i)为第i 次开关周期的通过开关管S1电流；RDS(on)(i)为开关管的通态电阻。

根据功率开关管及功率二极管的参数，可计算增加吸收电路后开关管通态损耗的增量

开关管关断损耗的增量

为使通态损耗的增量小于关断损耗的减量，即

由式（8）和式（17）得

4 可靠性分析

减小系统损耗的同时也要考虑系统可靠性的问题，只有系统具有高可靠性，才能实现较多的功能。

影响电路可靠性的因素有很多。在不考虑电路所用电子元器件制造质量的影响下，电路的可靠性主要由电路组成单元的数量、器件承受的电应力以及温度应力所决定。在保证原功能的前提下，尽量简单的电路设计，也就是说用最简单的电路和最少量的元器件来完成系统功能，可提高系统的可靠性。而且不同类型的器件，可靠性也不同，一般而言相对于有源器件，无源器件具有更高的可靠性。电子元器件、电路和电控系统对电应力和温度应力都比较敏感，大部分元器件的可靠性随所承受的电应力和温度应力的降低而升高。

为了定量地计算电路的可靠性，采用美国军用手册MIL-HDBK-217 标准来进行可靠性预计。在可靠性工程理论中，可靠性是指在规定条件下和规定时间内，完成规定功能的成功概率。系统可靠性可以通过可靠度Rp来精确地衡量[8]。

式中，Ri为系统中第i 个元器件的可靠度；λpi为系统中第i 个元器件的工作故障率(1/h)；n 为元器件数量。

器件的工作故障率λp[8]

式中，λb为元器件基本故障率(1/h)；πi为系统中元器件的各种修正系数；m 为修正系数的数量。

逆变器通常由功率管、二极管、电容和电感组成，修正系数见表1。πT为温度系数；πQ为质量系数；πE为环境系数，一般在地面其值取1；πA为应用系数，取决于功率等级；πCV为电容量系数，取决于电容值；πC为电感结构系数，固定时取1；πV为电容电压应力系数；πS为二极管电压应力系数。

式中，A 为器件参数，随器件不同而异，可由美国军用手册MIL-HDBK-217 查得；Tj为系统在最恶劣状况下的结温(℃)，可通过式（22）估算得到；TA为周围环境温度，具体值可参考MIL-HDBK-217；θJA为结到周围环境的热阻(℃/W)；C 为电容值(μF)；P 为系统在最恶劣状况下的功率损耗；S 为电容工作电压与其额定电压的比值；VS为二极管外加反向电压与额定反向电压的比值。

表1 修正系数Tab.1 Modifying factors

在相同条件下，分析对比本文无源无损双降压式软开关全桥逆变器、文献[23]ZVS-PWM 逆变器、文献[24]准谐振软开关逆变器、文献[25]交错三电平软开关逆变器以及去掉吸收电路的双降压式全桥逆变器、文献[26]H5-type 和H6-type 硬开关逆变器主电路的可靠度。假设各主电路功率开关管采用IRFP460，功率二极管采用DSEI60-06A，输入母线直流电压均为Ud=360V，输出交流电压为uo=220V，且各拓扑工作的周围环境温度TA=55°C。表2 为拓扑结构中所需器件的各系数，由此可估算各拓扑构的可靠度。

表2 所需器件修正系数Tab.2 Factors for the devices

图7 对比了双降压式全桥逆变器、文献[26]硬开关逆变器拓扑结构以及无源无损双降压式软开关全桥逆变器、文献[23-25]软开关逆变器拓扑结构的可靠度。可见双降压式全桥逆变器较 H5-type 及H6-type 系统可靠性更高。本文PLSDBFBI 在双降压式全桥逆变器基础上采用基于无源吸收电路的软开关技术，较文献[23]ZVS-PWM 逆变器、文献[24]准谐振逆变器及文献[25]交错三电平逆变器，拓扑中没有附加晶体管，控制简单，检测方便，系统可靠性高。

图7 可靠度对比Fig.7 Comparison of reliability

5 实验结果

无源无损软开关双降压式全桥逆变器的原理样机参数如下:主电路功率开关管采用IRFP460，功率二极管采用 DSEI60-06A，输出滤波电容 Cf＝10μF，输出滤波电感L1＝L2＝800μH，输入母线电压为Ud=DC360V，输出电压为uo=AC220V/50Hz，额定输出功率为200W。

由式（10）及式（12），计算无源无损吸收电路电感C11=C12=C21=C22＜2.27nF，L11=L22＞89.02μH。取C11＝C12=C21＝C22=1nF,L11＝L22=100μH。

此时由式（15）～式（18）计算可得，引入谐振电流虽然增加了开关管通态损耗，但相对于关断损耗的降低，其影响很小。考虑实际情况，在吸收电路的参数设计时取IL11max＜IL1max。

图8 为无源无损软开关双降压式全桥逆变器实验波形，图9 为无吸收电路及带吸收电路的开关管波形对比。实验同前面分析的工作原理完全吻合，在开关管关断时开关电压轨迹接近坐标轴，主管损耗减小，在开关管开通时吸收电路电感电容谐振，储存能量并在开关关断时回馈给负载。

图8 无源无损软开关全桥逆变器实验波形Fig.8 Experimental waveforms of passive lossless soft-switching dual Buck full bridge inverter

图9 开关管实验波形对比Fig.9 Comparison of experimental waveforms of switchs

图10 为无源无损软开关双降压式全桥逆变器和不含吸收电路的双降压式全桥逆变器的效率比较。可见无源无损软开关双降压式全桥逆变器保持了双降压式全桥逆变器高效率的特点，并且有效的使吸收电路的能量得到转移，进一步提高了效率。

图10 效率曲线对比Fig.10 Comparison of efficiency

将本文无源无损软开关双降压式全桥逆变器与文献[27]无源无损软开关逆变器进行对比。两拓扑结构均实现了软开关的功能，但文献[27]使用的是传统的全桥逆变器，存在桥臂直通以及体二极管反向恢复的问题，虽然加入了吸收电路使原全桥逆变器效率得到一定的提高，但在提高效率的程度上不及本文有效。图11 是两拓扑结构的效率对比曲线。

图11 软开关效率曲线对比Fig.11 Comparison of soft switching efficiency

6 结论

本文提出的无源无损软开关双降压式全桥逆变器继承了双降压式全桥逆变器高效可靠的优点，进一步减小了开关管的损耗，实现了零电压关断。通过理论计算分析和实验验证，表明了该系统具有较高的可靠性，同时系统效率比不含吸收电路的双降压式全桥逆变器有了进一步的提高。无源无损软开关双降压式全桥逆变器为实现逆变器的高频化提供了一种简洁的方法，随着进一步的研究改进，无源无损吸收电路必将有广阔的应用前景。

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