全桥LLC变换器低压输出状态的控制优化

李祥生

（深圳职业技术学院 机电工程学院，广东 深圳 518055）

全桥LLC变换器低压输出状态的控制优化

李祥生

（深圳职业技术学院 机电工程学院，广东 深圳 518055）

通过分析某电源模块低压输出时的异常工作状态，确认低压炸机的原因，由此对 LLC的驱动发波方式进行优化，给反向的谐振电流提供通路，避免MOS管的体二极管进入反向恢复状态，减小低压输出时的开关损耗，从而消除低压重载输出时的炸机隐患．实验证明，优化的控制方式不但能拓宽低压输出的安全范围，解决满载 walk in启机的炸机问题，而且对 LLC变换器的直流增益曲线没有影响，可直接使用原来的环路控制参数，软件升级后无需新一轮的调试和测试工作．

全桥LLC；控制；低压；反向恢复；直流增益

LLC谐振电路因其高的电能转换效率和高功率密度，应用越来越广泛. 然而在电源启机、动态负载、过载、短路等工况下，很容易造成MOS管的过热或者过压失效，引起炸机．所以，为提升 LLC电路的可靠性，器件厂家开发了适用于 LLC专用的 MOS管，主要对体二极管的反向恢复特性，Qg 和 Coss等指标进行优化，从硬件上提高对异常工况的耐受能力．但是在低压或者轻载输出时，受到器件寄生参数的影响，软开关条件被破坏，会出现效率降低甚至MOS管的过热损坏问题，这就需要从控制方面入手加以解决，比如采用不同种类的间歇工作模式（burst模式）[1-4]，这些方法都是限制最小开关周期，保证MOSFET工作在ZVS状态，通过增加驱动脉冲之间的间隔时间来减小输出电压，但是这会使输出电压的纹波和杂音等超标，不能被所有的应用场景所接受．根据文献[5]的研究成果，业界主流通信电源中的LLC多沿用PFM和PWM混合控制，在PWM工作状态可以进一步降低输出电压．文献[6]分析了不同类型 PWM的优缺点，并提出了跟随 PWM 控制方式，可在一定条件下实现 MOS管的 ZVS和整流二极管的 ZCS．为获得所需的低输出电压，尽可能地缩小 PWM 的开关周期和占空比，这也就成了LLC炸机的一个主要原因．

在不增加环路参数调试和性能测试工作量的前提下，本研究通过对原有的PWM控制方式进行优化，使 MOS管仍工作于 ZVS状态，解决某样机测试过程中遇到的LLC炸机问题．

1 低压输出控制优化

1.1 低压输出故障分析

受到 LLC增益曲线限制，当开关频率增至一定的数值后，再继续增加开关频率并不能显著降低输出电压，所以某 12V电源模块不得已采用了 PWM 模式以进一步减小输出电压．为保证低压输出特性，当开关频率升高至某数值以后由单纯的调频工作模式进入到调频+调宽模式（PFM+PWM），开关频率达到设定的最高值则工作在单纯的调宽模式（PWM）．图 1（a）是该模块所采用的LLC结构图，开关管Sc和Sd所在桥臂只有调频功能，驱动信号固定占空比50%，开关管 Sa和 Sb所在桥臂具有调频和调宽功能，当开关频率增加至设定值以后其占空比由固定值50%逐渐减小．图1（b）是4个开关管驱动信号的时序图，采用增减计数对称PWM模式．

图1 全桥LLC电路和驱动时序

该模块在满载140s walk in启机（输出电压在 140s时间内由 0V缓慢增至 12V）实验时炸机，而正常启机从未出现过炸机现象．在前期的限流输出测试中也曾发现：限流点低于0.4以后MOS管表面温度过高，超过了器件的降额使用标准，这一问题一直没有解决．

由以上2个现象推断，此次故障应是低压输出时引起．在负载相同的情况下逐渐减小输出电压，并用示波器观察 MOS管 Sb的驱动及其 DS间电压，同时测量其表面温度．当输出电压为 5.6V时，MOS温度由47℃迅速升至68℃，为保护模块迅速手动关机，虽没观察到 MOS管的最高温度，但已能确认炸机原因．

图2是关机前MOS管Sb的驱动、漏极电压Vds和谐振电流IL的波形，可以发现Sa和Sb开始失去零电压开通条件，进入硬开关状态，此时驱动信号占空比约35%．

由图 2可以发现，从调频调宽桥臂的上管 Sa关闭到下管Sb开通之前这段时间内，谐振电流IL流经 Sb的体二极管，并且呈逐渐减小的趋势．在驱动信号的占空比约为 35%时谐振电流恰好能够减小到 0，此时 Sa/Sb的体二极管进入反向恢复状态，Sa/Sb的漏极电压 Vds迅速上升，Sa/Sb逐渐失去零电压开通条件，当 Vds上升到母线电压以后，Sa/Sb完全硬开通．这样调频调宽桥臂 MOS管的开通过程就增加了两部分损耗：反向恢复损耗和硬开通损耗．以所用的 MOS管 INFINEON IPW65R080CFD为例，按照开关频率为220kHz计算，则增加的开关损耗由以下3部分组成：

图2 Sb的驱动、漏极电压和谐振电流波形

1）反向恢复损耗：UPFC*Qrr*fs（手册中给出Qrr=1μC，实际IF和dIF/dt都小于手册数值，即便按照Qrr=0.1μC这部分损耗也有8.8W）；

2）MOS管外并电容引起开通损耗：100pF*（400V）2*220kHz=3.52W；

3）MOS管的 Coss引起开通损耗：135pF*（400V）2*220kHz=4.05W；

考虑到调频调宽桥臂的 MOS管还有导通损耗和关断损耗，因此当其驱动信号的占空比小于35%时，此桥臂 MOS管会因过热而炸裂．由上述分析可知，炸机的直接原因是调频调宽桥臂驱动信号占空比小于 35%时，上下管有相当长的时间同时关闭，谐振电流只能流经它们的体二极管，当谐振电流减小到0以后体二极管就会反向恢复，再次开通时就会造成硬开关，使开关损耗急剧增加．

1.2 发波方式优化

为避免 MOS管的体二极管出现反向恢复，可在体二极管反向恢复之前就发出开通信号将 MOS管的沟道导通，这样当谐振电流减小到0以后，就会在 MOS管沟道内反向增加，开始后续的谐振过程．为达到此效果可将图2中Sb驱动信号的上升沿移到谐振电流减小到0之前，相应的上管Sa的驱动信号上升沿前移相同的时间，即调宽桥臂驱动信号的上升沿往前移，因体二极管反向恢复的时刻并不固定，保险起见将上升沿移至本桥臂另外一开关管驱动信号的下降沿处（忽略死区时间），见图3（a），这其实等效为调宽桥臂驱动信号往左移相，见图3（b）．

考虑到这种移相方式受到 DSP增减计数发波的限制，调宽工作模式等效占空比最小只能到25%，为将满足启机和低压输出等工作状态对小占空比的需求，可将原调频桥臂的 Sc和 Sd向右移相，这样可使两个桥臂的相位向相反方向移动，能够进一步减小等效的占空比，最小可到0，见图 3（c）．

图3 优化后的驱动信号时序

图4 DSP的比较寄存器设置方式

由于4个MOS管都是零电压开通，所以驱动信号的上升沿对发波的精度要求不高，可以使用DSP的比较寄存器CMPB生成的非高精度发波，而下降沿必须用 CMPA产生的高精度发波，以满足模块在杂音和纹波方面的控制需求．四路驱动信号所对应的比较寄存器触发方式设置如图4所示．

2 实验结果

按照上述方法对 DSP的发波方式改进以后，需要进行2项验证工作以后才能确认是否能在产品中推广，首先是能否解决低压输出时的炸机问题，其次是不能对 LLC的控制环路产生影响，否则需要重新调整和验证控制参数，工作量大，时间不允许．

首先使模块工作到图2的工作状态，实验结果见图5（a），可看出MOS管Sa工作在零电压开通模式，体二极管的反向恢复完全被消除，没有出现硬开关现象，所以 MOS的表面温度也没有升高．按照输出电压从高到低的顺序，测试了表1中11个工作状态下4个MOS管的最高温度，均不超过42℃．带250A电阻负载140s 连续 walk in启机， 滞后桥臂（原调频桥臂）MOS温度 62℃，超前桥臂（原调频调宽桥臂）58℃，仅比满载正常工作温度高 10℃，炸机风险消除．

高压输入低压轻载输出对于 LLC变换器而言最严酷的工况，原因是励磁电流太小， 不能完成 MOS管的零电压开通．305VAC输入，低压10V输出时，当输出电流小于82A时滞后桥臂（原调频桥臂）出现硬开通，实验结果见图 5（b）．但是由于开通电压低于母线输入电压，且无体二极管反向恢复，硬开通损耗增加不大，在轻载14A输出时硬开通MOS管的温度仅比原调宽桥臂高约1℃（表2 ），仍在安全范围之内．

在输入母线电压保持不变的情况下，在整个开关频率范围内针对不同负载扫频观察新发波方式下直流增益变化．从图6典型的测试结果可以看出在纯调频状态和调频调宽状态直流增益没有变化，在纯调宽状态下新发波方式拓宽了直流增益范围，能够输出更低的直流电压．轻载时的纯调宽状态下，2种发波方式的增益都不单调．整体看来新发波方式没有明显改变 LLC的直流增益曲线，可以使用原来的环路控制参数．优化发波方式后，使用原控制参数对 LLC的环路性能进行测试，最终测试结果也验证了这一结论．

图5 移相工作状态的电压电流波形

表1 不同输出电压下原调宽桥臂MOS管表面温度

表2 305VAC输入低压输出MOS管表面温度

图6 不同负载下直流增益对比

3 结 论

重载和低压输出时，优化的移相发波方式可以消除原调宽桥臂 MOS管的体二极管的反向恢复工作状态，能够解决 MOS过热炸机问题；在调频态和调频+调宽态的直流增益与原来采用的对称发波一致，可以直接使用原来的控制参数，且不改变LLC的环路性能指标；在高压输入轻载低压输出时，优化的控制方式也不能满足MOS管的ZVS条件，在滞后桥臂出现硬开通现象．

[1] 陈启超，纪延超，王建赜，等．MOSFET输出电容对 CLLLC谐振变换器特性影响分析[J]．电工技术学报，2015，17：26-35．

[2] Wang Bin, Xin Xiaoni, Wu Stone, etal. Analysis and Implementation of LLC Burst Mode for Light Load Efficiency Improvement[C]/Twenty-Fourth Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition, 2009：58-64．

[3] Jae-Hyun Kim, Chong-Eun Kim, Jae-Kuk Kim, etal.Analysis for LLC resonant converter considering paras itic components at very light load condition [C]/8th International Conference on Power Electronics -ECCE Asia, 2011：1863-1868．

[4] 梁旭．LLC谐振变换器的轻载性能优化研究 [D] ．成都电子科技大学， 2014．

[5] Yang B, Lee F.C, Concannon M. Over current protection methods for LLC resonant converter[J].Applied Power Electronics Conference and Exposition,2003，2：605-609．

[6] 管松敏，张超，于锁平，等．跟随型 PWM 控制LLC变换器的分析与实现[J]．电工电能新技术，2011，30（4）：40-45．

[7] Fariborz Musavi, Marian Craciun, Deepak S Gautam,Wilson Eberle. Control Strategies for Wide Output Voltage Range LLC Resonant DC–DC Converters in Battery Chargers[J]. IEEE Transactions on Vehicular Technology, 2014，63（3）：1117-1125．

[8] 李菊，阮新波．全桥 LLC谐振变换器的混合式控制策略[J]．电工技术学报，2013（4）：72-79．

Abstract: The paper analyzes the abnormal working state of a power module, and confirms the reason of MOSFET broken by experiments. Then the driving signals generation is optimized, which enables the reverse resonant current to go through the channel of MOSFET. It can avoid reverse recovery of the body diode of MOSFET, and decrease the switching loss substantially, thereby the MOSFET will not break at low voltage output state. The results show that the optimized control method can not only make the safe range of low output voltage wider, but also have no effect on the DC gain of LLC converter. Therefore it can be adopted by the mass production with the same control parameters as before, and the software update does not need a new round of parameter debugging and performance test.

Key words: full-bridge LLC; control; low voltage; reverse recovery; DC gain

Control Strategy Optimal Design of Full-bridge LLC Converter at Low Output Voltage

LI Xiangsheng
（School of Mechanical and Electrical Engineering, Shenzhen Polytechnic, Shenzhen, Guangdong 518055, China）

TM46

A

1672-0318（2017）05-0026-06

10.13899/j.cnki.szptxb.2017.05.005

2017-03-24

李祥生（1979-），男，山东青岛人，博士，工程师，主要研究方向：新能源技术．