压电类冲击传感器内置变换器设计

房远勇 ,张 健 ,吴 健 ,杨克辛

(1.北京强度环境研究所,北京 100076;2.北京航天长征飞行器研究所,北京 100076)

1 引言

振动测量简化电荷型变换器由于体积大、电路复杂等原因逐渐处于淘汰的边缘,为了对压电类传感器进行电气测量,压电传感器内置电路应用日渐普及。压电传感器内置变换电路是将压电类传感器电荷输出变换为电压输出,减小传感器输出阻抗,方便后端设备电信号传输。压电传感器内置变换电路在振动类传感器中应用较为普遍。冲击类压电传感器以电荷输出为主,主要是由于外部冲击对电路特性影响较大。压电传感器内置电路在承受冲击时会出现各种异常输出,如信号失真、输出信号阻塞等,无法满足使用。虽然冲击传感器属于振动类传感器的一种,但又与普通的振动类压电传感器具有较大区别。首先,冲击传感器测量的冲击信号频谱成分丰富,各个频段信号都夹杂在冲击信号当中,对变换电路要求较为苛刻;其次,冲击传感器在承受冲击时,传感器芯体输出容易出现零漂,且造成零漂的因素众多。通过比较两大类压电传感器内置变换电路,选择合适的变换电路用于冲击类压电传感器,最终实现冲击测量[1-3]的简化。

2 冲击测量影响因素

多次飞行遥测数据表明,现有箭上高量级冲击环境测量时,存在时域信号零漂等失真现象,如图1所示,无法依据其制修订力学试验条件,给飞行可靠性带来隐患。同时,在总体随机振动试验条件制定方面,依据传统频域处理方法得到的功率谱密度曲线制定单机试验条件,其量级和严酷度高于真实飞行环境的数倍甚至数十倍,存在“过试验”考核,此问题存在于多个型号中。

图1 冲击测量中的零漂现象Fig.1 Zero drift in shock tests

针对箭上高量级冲击环境测量失真及部分频段高频随机试验条件包络过于严苛的问题,有必要探索先进的飞行振动环境动态效应模拟技术来解决困扰多个型号“测不准”或“过试验”的共性技术难题,降低单机研制难度,合理释放总体设计余量,大幅提升总体力学条件制定的核心能力水平。同时,目前箭上高量级冲击测量均采用传感器和变换器分开设计,使得整个冲击测量过程附加质量过大,整个测量链条冗长,简化冲击测量过程的问题亟待解决。

在实际应用中,零漂往往是多种因素共同作用的结果,为了降低零漂的影响,所有的因素都必须考虑到,这些因素主要有:

(1)敏感材料的过应力。由于压电加速度计通常在谐振时具有较大的增益,对高冲击输入的谐振响应将导致过大的应力,超出极限的应力将导致磁畴的改变,继而导致零漂。低矫顽磁力材料在经受较大冲击或瞬态温度变化时,磁场较易发生变化并导致零漂。试验表明:磁畴的方向将随着应力、电磁场及温度的改变而达到新的平衡。

(2)元件的物理移动。冲击加速度计的结构通常有两种,如图2 所示。图2(a) 为压缩型冲击加速度计,这类加速度计需要预载荷以产生线性输出。当应力超出预压力时,惯性质量块与压电晶体的连接之间将产生微小的移动,这种滑动将导致零漂;而当有侧向冲击力作用时,这种压缩型结构出现零漂的问题将更为严重。图2(b)为环形剪切型的冲击加速度计,这种结构无需预载荷,抗环境干扰(主要指瞬变温度)能力强,传感器结构紧凑、尺寸小。

图2 压电传感器结构类型Fig.2 Structure types of piezoelectric sensors

(3)电缆噪声。由于高阻抗加速度计输出的电荷信号较弱,因而容易受到干扰,而同轴电缆本身也会对零漂带来影响,质量较差的电缆在承受高冲击时,弯曲拉伸的静电摩擦效应会产生大量伪噪声。

(4)基座应变。压缩型的加速度计往往具有较大的基座应变灵敏度,除了有直接的基座应变输出外,由于微应变可以导致预载荷的改变,继而导致内部元件的移动而产生一定的零漂。相比之下,压缩型加速度计受到基座应变的影响比剪切型更大。

(5)低频响应特性。零漂也可能出自电荷放大器,低频响应不足将导致无法准确再现原始冲击脉冲。当时间常数RC对脉冲宽度之比减小时,幅值响应会出错,后瞬态偏移就会很明显[4]。这种偏移与施加的脉冲极性相反,此类型的零漂常发生在低频信号测试中,如图3(a)所示。

图3 冲击传感器输出异常信号Fig.3 Abnormal outputs of shock sensors

(6)信号调理电路过载,冲击信号中可能包含高于测试系统(包括传感器)频带的信号,这种信号将造成电荷放大器过载,且该问题随着加速度计的谐振而更为严重,如图3(b)所示。

低频失直和信号调理过载是压电传感器内置变换电路必须解决的关键问题。内置变换电路设计要求在简化测量系统的前提下优化变换特性,减小电路变换特性对测量的影响。

3 冲击传感器内置电荷型变换电路存在的问题

电荷型变换电路在压电振动传感器中被广泛采用。电荷型变换电路适合作为电容信号源的适调电路,而低于谐振频率工作的压电传感器就是典型的电容信号源[5],FET(Field Effect Transistor,场效应晶体管)和BJT(Bipolar Junction Transistor,全称双极性结型晶体管)组成的变换电路如图4所示。

图4 FET-BJT 电荷型变换电路的基本结构Fig.4 Structure of FET-BJT charge conversion circuit

电荷变换电路如图5 所示,通过调整反馈电容Cf的大小来调整压电传感器内置传感器输出的灵敏度。i(t)为压电传感器输出电荷产生的等效电流,Rf是压电传感器内置放大电路反馈电阻,Rf=Rb·为相应电阻。

图5 电荷变换电路等效图Fig.5 Equivalent diagram of charge conversion circuit

传感器输出范围为±5 V,冲击压电传感器电荷灵敏度约为(0.01～0.5) pC/g,反馈电容与传感器电荷灵敏度关系如表1 所示,反馈电容取值区间约为102～103pF。

表1 反馈电容与冲击传感器灵敏度关系表Tab.1 Relationship between feedback capacitance and sensitivity of shock sensor

Rf和Cf决定了时间常数衰减τf的速率,增大时间常数可以对减慢电荷泄露的速率和避免测量引起的误差起到一定的作用。通过对表1 分析可知,反馈电容直接与传感器输出灵敏度相关,因此只能通过增大Rf保证测量准确度[6,7]。

以100 000g冲击传感器为例,当电荷灵敏度为0.01 pC/g时,输出电压为0.05 mV/g,根据冲击传感器频响要求5%偏差频率范围为10 Hz～10 kHz,要求低频3 dB 截止频率fL-3dB为2.5 Hz,即低频3 dB截止频率是5%低频截止频率的1/4[8]。

图6 半正弦冲击时域衰减波形Fig.6 Time domain wave of half sine shock

图7 变换电路低频特性导致的零漂Fig.7 Zero drift from low frequency characteristic of conversion circuit

4 冲击传感器内置电压变换电路设计

压电传感器内置电压变换电路是将压电元件作为电压源,将压电元件电压信号转换为可供单线制输出的电压电信号,供后端采集器进行数据采集。采用JFET(Junction Field-Effect Transistor,结型场效应晶体管)作为关键元件实现电压变换电路,JFET 的栅极上没有电流流过,可认为漏极电流id与源极电流is大小完全相等,如图8 所示,其中,Δvi为压电敏感芯体输出电荷作用于自身电容后产生的电压,RS为JFET 管漏极端的限流电阻。

图8 JFET 压控电流电路Fig.8 JFET voltage controlled current circuit

压电传感器输出电荷作用于晶体自身形成电压Δvi,电压输入到JFET 电路栅极端改变Δis进而改变恒流源电压大小,达到电压输出效果。基于JFET 应用于压电类传感器的电压放大电路时,压电传感器本身可以等效于电容与电荷源并联,如图9所示。

图9 JFET 电压变换电路Fig.9 JFET voltage conversion circuit

JFET 输入电压为Vin,是压电传感器产生电荷Q与压电材料自身电容C的比值,即Vin=Q/C。传感器电荷与自身电容之间的关系往往导致Vin大于冲击传感要求的电压输出灵敏度,如表2 所示。为了减小传感器电压输入,通过压电传感器输出端并联电容Cc来缩小输入电压,如图9 所示。对于常规基于JFET 电压放大电路,需要在栅极输入端进行电容隔直,压电传感器压电晶体片具有电容特性,因此在栅极接入端不存在直流电压成分,省略掉隔直电容,很大程度上简化了电路的复杂程度。

表2 压电晶体输出电荷与输出电压关系Tab.2 Relationship between output charge and output voltage of piezoelectric crystals

内置完整电压变换电路如图10 所示,在保证电路正常工作状态基础上,能够有效对传感器输出的电压信号进行变换输出,避免变换电路导致的冲击传感器输出基线漂移。冲击传感器信号输出特性与自身电容、自身电阻等物理特性相关,电压变换电路能够很好地还原传感器自身特性。

用FET-BJT 直接耦合原理很难在两线制系统中实现电压放大,所以电压放大器实际是电压增益Gv≤1源极跟随器电路。第一级采用n 沟道的JFET或者p 沟道的MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor,金氧半场效晶体管),输出级可以是NPN 三极管或者PNP 三极管双极型晶体管[12,13]。

电压放大器的增益Gv取决于电容分压比QPE/(C1+CPE)和源极跟随器的固有增益GSF。改变电压放大器输入端电容C1,调整传感器的灵敏度,电路中C1可以为0。由R1和C1组成的输入电路构成低通滤波器,可用于补偿压电传感器谐振形成的幅频特性曲线在高频段的上升趋势,当谐振频率远高于加速度计工作频带的上限转折频率时,电阻R1可以省略。

电阻Rb和分压电阻R2、R1的作用同样是直流负反馈,提供与输出偏置电压相关的FET 偏置电压。通常,由于同一型号FET 的参数存在一定的离散性,同样可以通过改变R2和R3的阻值调整每个具体电路的输出偏置电压。

Gv与(C1/CPE)以及GSF的关系为

GSF＜1,因此Gv＜1。实际上,如果选用输入电容很小的FET,且C1=0,GSF≈1,则最大增益值Gvmax=1。

电压放大器幅频响应特性-3dB 下限转折频率fL-3dB取决于电容C1+CPE和放大器的输入电阻Rin,即

电压放大器幅频响应特性-3dB 高频上限转折频率fU-3dB与电阻R1和电容C1CPE/(C1+CPE)的关系为

在f≤fU-3dB的低频范围,幅频响应AR1(ω)和相频响应PR1(ω)分别为

在公式(8)中,Gv与公式(4)对应的源极跟随器或集成运算放大器构成的电压放大器增益在f≥3fL-3dB的高频范围,电压放大器频率响应表达式分别为

以100 000g冲击传感器为例来计算电压变换电路具体参数。其中,QPE=0.01pC/g,CPE=110 pF,GSF=0.95,C1=80 pF,Rb=500 MΩ,R1=20 kΩ,R2=100 kΩ,R3=25 kΩ。计算传感器电压灵敏度S=≈0.05mV/g,根据公式(5)和(7)得出fL-3dB≈1.6 Hz,fU-3dB≈173 kHz。解算结果可知,在5%频率偏差范围fL-5%=4.5 Hz,fU-5%≈43.25 kHz。电压型放大电路高频响应可以通过调节R1大小进行调整,通过缩小R1,电压变换电路高频特性将成倍提高。基于电压型内置变换电路的冲击传感器高频响应特性可以优于电荷型冲击传感器[14]。

压电传感器电压放大区变换电路如图11 所示,变换电路特性主要取决于PE 传感器内部特性,电压放大电路不存在电荷放大电路中反馈电容和反馈电阻的限制,对于冲击类高频输入信号具有刚好的适应性。压电传感器自身电阻约为1 012 Ω,电容约为102～103pF,电压放大电路中k值相较于电荷放大电路下降了3 个数量级,基线偏移以相同数量级下降[15]。

图11 电压变换电路等效图Fig.11 Equivalent diagram of voltage conversion circuit

电压变换电路只对压电传感器电压信号进行放大且为同向放大电路,等效于基于运放的同向放大电路。根据公式(9)电压放大变换电路的放大倍数约为1,与如图11 所示的电路电压放大特性近似。

5 冲击传感器内置电压变换电路实现及性能测试

根据理论基础对冲击传感器内置电压变换电路进行电路设计,第一级采用n 沟道JFET,输出级采用NPN、PNP 双极型晶体管组合形成电路。电路实现如图12(a)所示,传感器实现如图12(b)所示。由于影响传感器性能的因素较多,图12 所示的传感器是在北京强度环境研究所研制的6176 型10 万g冲击传感器改型实现。6176 型冲击传感器能够测量10 万g以内冲击型号,较大限度上抑制了零漂的形成。改型后,冲击传感器在性能验证时,能够避免传感器特性偏差影响对内置变换电路性能的判断。

图12 电压变换电路及传感器Fig.12 Voltage conversion circuit and shock sensor

通过传感器与激光测振仪输出进行对比,获取传感器在使用频段内传递特性。激光与冲击传感器冲击响应谱对比,如图13 所示,各个频段范围内传感器输出与激光输出在3 dB 容差线以内,并能很好地反应衰减趋势。测试试验证明内置变换电路具有很好的频率传递特性。

图13 冲击响应谱对比曲线Fig.13 Comparison curve of shock response spectrum

内置变换电路的冲击传感器于北京航天计量测试技术研究所进行线性度标定,如表3 所示,在50 000g范围内传感器最大偏差为6.51%,线性度满足GB/T 13823.20-2008 要求。标定结果显示内置电压变换电路符合国标要求,能够满足冲击试验对传感器的线性度要求。

表3 内置电压变换电路传感器灵敏度标定结果Tab.3 Sensitivity calibration results of built-in voltage conversion circuit sensor

对内置变换电路冲击传感器进行爆炸冲击测试,测试时域输出如图14 所示,冲击量级达到60 000g以上冲击信号未见明显零漂现象,试验证明内置电压变换电路能够响应整个冲击过程,未出现低频失真以及信号调理过载。

图14 内置电压变换冲击传感器时域输出Fig.14 Time domain curve of built-in voltage conversion shock sensor

6 结束语

在设计冲击传感器内置变换电路时,应尽量避免电路产生低频失真、信号调理过载等问题。电荷变换电路受传感器内部反馈电容限制,不能随意调整,反馈电阻受内置电路体积限制,阻值不能选取较大的阻值,电荷变换电路容易产生低频失真以及信号调理过载的问题,导致其不适合作为冲击传感器内置变换电路。电压反馈电路是电压变换原理,输出灵敏度可以与压电传感器并联电容的方式进行调整,且压电传感器自身内阻较高,电压变换电路传递特性相对于电荷变换电路具有数量级提升。通过电路特性分析以及内置电压变换电路传感器特性测试,验证了内置电压变换电路冲击传感器能够满足冲击测试需求。